IGBT晶体应用简介

IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor)晶體應用簡介1IGBT的構造_IGBT的構造如圖1所示，它在MOSFET的結構基礎上再加上一層P+基層而成。此P+基層具有高傳導的特性而與MOSFET的n-層形成功率電晶體的輸出特性。如此一來，IBGT結合了MOSFET快速開關的速度以及BJT低導通損耗的特點。如果我們以工作頻率，電流容量和耐壓對IGBT,MOSFET及BJT作比較，那麼BJT的電流容量最大，工作頻率最低，MOSFET的電流容量最小，工作頻率最高，耐壓最低。而IGBT的電流容量接近BJT，耐壓也比MOSFET高，工作頻率較MOSFET低。因此，IGBT以它的高耐壓，大電流和低飽和電壓作為中高功率的應用此也愈來愈普遍。此文章著重在於如何設計IGBT使其最佳化，尤其在設計閘極驅動的方式上會對IGBT的特性佔著極2閘極驅動的考量重點IGBT的開關特性會隨著閘極驅動的方式而改變所以設計一個好的驅動線路給IGBT是非常重要的，而所謂IGBT的最佳化設計是隨著應用的不同而有著不一樣的考量，舉個例子來說，HardSwitching的環境下，如馬達驅動或部份UPS的應用下，IGBT開關波形的輸出必預確保IGBT循著其驅動軌跡而不超出SOA(SafeOperatingArea)的範圍之外，這代表著有可能必頇損失開關的效率或導通的效率而去達到不超出SOA的範圍。另一個例子是在SoftSwitching的應用上，在此SOA就不是那麼地重要，此時我們可以針對Vce(sat)及tf的特性上去達到最佳化的目的。此部份，我們將探討IGBT閘極驅動的特性來選擇VCe（sat）及tf在不同應用下達到最佳化設計。3IGBT的開關波形如圖2的波形是IGBT在電感性負載下所呈現的開關波形。此波形亦可當作inverter及chopper應用上的參考，因為它們的負載也是電感性。圖2的波形反應出了二極體的逆向恢復時間以及寄生電感所造成的影響，其中，不同的時間區隔可以幫助瞭解其變化，而可以更進一步去達到閘極設計的最佳化。如圖3所示為圖2波形的測試線路。IGBT的turn-on開關波形與的MOSFET的特性相似，在turn-off開關波形上，除了IGBT獨特的的currenttail特性之外，其它也與MOSFET的特性接近。以下就不同的時間區隔來分析其工作原理：a、turn-on瞬間區域tO區：此區域是指IG電流(閘極電流)往寄生電容CGE,CGC充電而達到VGE(th)為止。波形所示，VGE是呈現線性往上爬升，但實際上，vge是以指數的上升斜率以RG(cGE+cGC)的常數而達到vGE(th)為止。在此區域內VCE及IC並沒有任何變化。所謂”turn-on延遲時間”的定義乃指閘極電壓從vgg+的10%開始直到IC電流達到IO的10%瞬間為止。t1區：當VGG+超越VGE(th)，導通的通道就會在P通道內形成，而形成導通電流。此時，IGBT的導通狀態為動作(Active)狀態，而IC電流增加的大小與VGE成比例關係，然後達到IO的需求電流。在t1及t2時間區內，VCE的波形會因VLS=LS(diC/dt)的壓降影響而被切割，如圖2所示，此波形切割大小端視diC/dt及LS的大小而改變。t2及t3區：二極體順向電流(D1)在t1開始時因為IGBT導通就逐漸減少，但並不會立刻減少至0A必預直到二極體順向電流完全結束後開始以反方向的逆向電流繼續延續。此電流在t2及t3區會伴隨著IC電流以同樣的速度往上爬升。此時，因為vce的電壓開始下降，使得橫跨於二極體兩端的逆向電壓逐漸增加，此現象使得dVCE/dt的下降速度在t3時顯得特別的丿快二極體的逆向電流會在t3結束時歸於零而全面截止t4區：此區域內，iG持續往cgc充電，而vge維持在vgeio的電壓。vce以(VGG-VGEIO)/(RGCGC)的速度往下遞減，此時的Ic—直維持著IO滿載狀態。VCE逐漸消失後會留下一條尾巴，此肇因於cGC的電容性，因VCE的低電壓所產生的米勒效應所致。t5區：此區域內，VGE以RG(CGE+CGC,Miller)的充電常數再上升至VGG+。CGCMiller是當VCE為低電壓時，CGC所增加的米勒效應電容。此時VCE逐漸下降至導通的飽和狀態。這裡可看出IGBT的特性，從動作區(Active沏換至飽和區(Saturate)的速度會比MOSFET慢了一些，在此時米勒電容效應發揮了延遲的作用。b、Turn-off瞬間區域t6區：此區為零件技術資料上td（所指的時間（Turn-offdelaytime）。Vge從Vgg+以Rg（Cge+Cgc,mQ的放電常數往下降。此刻，「及IC仍未產生任何變化。t7區:VCE在此區域開始上升，上升斜率可由Rg控制，其斜率可由下式表示de=*：•:丄｝_1：-C"匚t8區:如同turn-on瞬間一樣，在t7及t8也有VCE過電壓的出現，此過電壓的產生是由漏電感VLS=LS（diC/dt）所造成此刻IC下降的部份是由IGBT內的MOSFET所造成的結果，亦為二個下降電流區的第一區。t9區：由IGBT內的BJT所導致的IC下降電流在此區產生，此下降電流一般通稱為”CurrentTail”。其產生的原因是少數載子（電洞）經由N-擴散區的發射而形成。此一區域的特性造成IGBT的開關特性會比PowerMOSFET遜色一些。4閘極驅動設計IGBT可藉由適當的閘極電壓（通常為+15V左右）而導通，而IC電流也可藉由降低VGE的電壓至其臨界電壓（VGE（th））以下而達到關斷電流的目的。在理想的狀態下，當IGBT導通時，跨於集極與射極的電壓（VCE）應該為0V,而其關關損耗也應該等於0雖然理想的狀態在現實中不可能達成，在一個好的設計下應該使得IGBT更趨近於理想的狀態。為了要達到此目的，最佳化的閘極驅動設計即是為此而生。VGG+,Rg,最大IG,驅動線路佈局以及驅動能力都是為了要達到最佳化的閘極驅動的基礎關鍵。VGG+電壓的大小關係到導通功耗以及開關速度，Rg的大小也影響到開關效率的問題。此外，若閘極驅動電流ig的能力不足，縱使VGG+及rg已為最佳值也顯得毫無意義。而驅動線路的佈局方式也關係到dV/dt的速率，進而影響了整體效率。這些基本的參數會以圖三的線路加以介紹並闡述其重要性如下。A、VGG+VGG+的電壓是指IGBT導通時橫跨在閘極和射極的電壓。它關係到轉換傳導率的特性，SOA的判定以及IC及VCE的最大額定點。a、Min/Max額定值：Vgg+的最大值決定在GateOxide（閘極氧化層)的絕緣大小。假使跨在閘極和射極的電壓大於其額定最大值，gateoxide必會受到破壞而變成無法工作。所以Vgg+電壓的應用設計不可超過其規定的最大額定電壓。vgg+的最小值以達到飽和條件下的vgg+電壓的最小值為原則。b、導通狀態的影響：在固定IC電流的條件下，Vce(saT)與Vge+是呈現反比的關係。Vgg+電壓愈低介於n+與n-擴散層的通道愈窄而使得通道阻抗增加。由於IGBT獨特的傳導調變效應(ConductivityModulationEffect),n-擴散層的電壓降會比MOSFET大了許多，這會使得電壓降介於集極與射極之間電壓降較低以達到降低傳導損耗的目的。參考圖四為FairchildSemiconductorIGBT的輸出特性曲線。Fig.4.FairchildSGL50N60RUFDTypicalOutputCharacteristicsSU-.1^05^=00c、turn-on瞬間的影響：當(VGG+-VGE(th))增加時，開關時間減少並且開關損耗也會降低。IG較大將可幫助縮短充電CGE的時間，而使得IC很快的上升。如下式所示,IG會隨著Vgg+的增加而上升，如此會有增加diC/dt的效果。IG=(VGG+-VGE)/RG因為飛輪二極體(D1)逆向恢復時間的特性與diC/dt的速度有關，因此改變diC/dt的大小會影響飛輪二極體數峰值逆向恢復電流，也就是流過IGBT電流的大小。當diC/dt變大時,IGBT的電流額度以及飛輪二極體的電壓額度會顯得不夠，而且也會使得IGBT的dVCE/dt下降速率增加而造成IGBT並聯二極體的逆向電壓增加。雖然，高的diC/dt與dV/dt對於開關速度的提升以及開關損耗時降低有幫助，但對於EMI雜訊的影響就呈現負面的結果。因此,必預加以限制diC/dt的大丿小藉著降低VGG+以及增加Rg可降低diC/dt的速度，這對於減少IC峰極電流大小，而且增加飛輪二極體的逆向電壓的安全額度是有幫助的。d、短路耐久能力的影響：IGBT短路耐久能力與VGG+的電壓有關，愈低的Vgg+電壓可得到愈長時間的短路耐久能力。然而，Vgg+太小會影響到導通時的功耗。一般FairchildSemiconductor的IGBT其短路耐久時間的能力大都在10uS左右e、turn-off瞬間的影響：對於turn-on瞬間的影響如前所述Vgg+佔了很大的因素，而對於turn-off瞬間的特性，其大部分決定於Vgg-(閘極負電壓)的大小。然而IGBT所特有的”CurrentTail”特性，因為是BJT特性所造成的自然現象，這並不會受到Vgg的影響而改變。當Vgg-變大時turn-off的開關損耗會比較少相對的IC的di/dt會增加，這會使得漏電感Ls上所感應的電壓(V=Ls(di/dt))上升，此電壓會加諸在IGBT的Vce上，此電壓峰值不可超過IGBT的最大額度電壓值。所以必預控制降低vgg-電壓的大小以符合要求。B、Rg_a、turn-on瞬間的影響因為串聯電阻Rg與IGBT閘極直接連接，所以與開關波形的關係最密切。當Rg減少時，dic/dt和dVCE/dt增加，使得開關損耗變少。但Rg也不應設計得太小，關鍵在於飛輪二極體(FWD)的逆向恢復時間之特性。太小的Rg會使得dic/dt太大而造成振盪，所以在考慮Rg時，設計者必預兼顧turn-on的開關損耗以及如何降低FWD的過重負荷。b、turn-off瞬間的影響rg變小的結果與增加vgg的電壓是一樣的。當rg變大，turn-off的時間拉長，相對其開關損耗也會增加。然而，此影響並不會像turn-on那樣來得那麼大因為IC電流在turn-off時會區分為MOSFET區與BJT區兩段，只有在MOSFET區的電流在turn-off瞬間會受到RG大小的影響。以dv/dt的雜訊免疫力來說因為turn-on瞬間dv/dt所造成的IGBT機能失常可藉由增加Rg而改善相反地在turn-off瞬間所造成的dv/dt的shoot-through也可藉由RG的大小去改善。由此，最好的方式是用兩個不同的Rg來控制turn-on及turn-off的設計以達到最佳的情況。C、閘極功率的需求縱使閘極電壓夠高以提供給IGBT,但那並不代表是最適當的設計。當IGBTturn-on或turn-off時，IGBT的閘極是由IG電流充電及放電所驅使。此IG電流的大小必頇確保足夠的能量以提供IGBTturn-on及turn-off之用。如圖五所示為IGBT閘極電壓及IG電流的波形。IFig.5.IGBTVge,lGwaveform其中，如何設計IG的最大驅動電流是最重要的一部份。因為閘極驅動線路的方式必頇以其最大電流為基準來設計。一般而言，閘極驅動電流的大小會隨著工作開關頻率的增加而增加，如下式所示。P=fxP+PGD_TOTALSWGD_INTERNALPGD_TOTAL:TotalsuppliedpowertothegatedrivePSW:SumofthechargeandthedischargepowerrespecttopulsePGD_INTERNAL:PowerconsumedbygatedriveitselfPGD_=INTQERNAXLVSWINGGV:V-VGGGG+GG-Qin可使用所謂的gatecharge(Qg)來代表，gatecharge可由兀件技術資料上獲得，但通常會比實際的Qin小一些，這是因為技術資料所使用的假設為Q=CV。其實它是與閘極-集極電壓有關而呈現非線性的關係。在應用上，Pgdtotal的最大功耗或許只有幾瓦而己，但其閘極電流卻是在數個安培的大小，其最大閘極電流可由下式得之：G(MAX)=VGG/RG(min)此求出的最大閘極電流會比實際量測到的電流大一些，這是因為PCB線降及寄生電感影響所致。D、閘極驅動線路的佈局a、閘極寄生電感所引起的影響：由於寄生電感的緣故，在turn-on及turn-off的瞬間，其閘極驅動阻抗會增加而造成不必要的干擾產生。為了避免這情形產生，建議將DCPowerSupply的漏感減少，並且保持Rg在最小值。b、閘極電源的穩定電容：當IGBT開關作動時，大量的瞬間電流由閘極吸收，此時閘極電源會產生振盪。此振盪會造成閘極電壓超出範圍，而且縮短短路耐久能力的時間。建議將PCB的線徑加粗，並且在閘極電源加上足夠的穩定電容。c、佈局方式：在Push-Pull的驅動方式上，其佈局方式應該是要愈短愈好。若是無法達成此要求，則必頇使閘極與射極的走線以緊密的方式進行佈局以降低寄生電感的產生。此外，若是以Push-Pull的重點來看，其驅動點，Rg和G-E端點，就必預愈近愈好，如圖六所示。e、共用射極的影響：在IGBT開關時，寄生電感上所產生的電壓是無法避免的。此產生電感會使得閘極驅動的電壓跨在IGBT的VGE上減少，使得IGBT的VE增加。另外在turn-off時，也會造成放電速度過慢。因此，最好的方式是閘極驅動電路與IGBT不要共用射極為同一個參考點。必頇如圖七之左圖所示，以分開的佈局方式來避免上述問題的產生。Fig.7.Commonemitter5結論由上所述，針對IGBT我們闡明了幾個重要的因素以及其原理來提供各位在使用和設計時所應注意的事項。雖然閘極驅動線路就是如此簡單，但必頇要將其最佳化就不是一件容易的事。在現在或未來的設計裡，閘極驅動電路的積體化可提供設計者更方便的 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 而不必再傷腦筋去考慮太多的問題。例如，FairchildSemiconductor最近所推出的新產品SPM(SmartPowerModule)方案中，它就整合了閘極驅動線路，高壓驅動線路及IGBT在同一個包裝裡，通常會使用在消費性及工業性的產品以提高其信賴度例如變頻空調，滾筒式洗衣機以及電梯