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1
开关电源环路设计与计算
On-Bright Electronics (Shanghai) Co. Ltd
On
-B
rig
ht
C
on
fid
en
tia
l to
Te
np
ao
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2
内容
开关电源简介
开关电源环路分析(以反激变换器为例)
开关电源的环路补偿(以反激变换器为例)
一个基于OB2263的12W电源环路设计实例
讨论
On
-B
rig
ht
C
on
fid
en
tia
l to
Te
np
ao
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3
用途:AC/DC, DC/DC, DC/AC (inverter)
基本拓扑结构:
¾ 非隔离型:Buck, Boost, Buck-Boost……
¾ 隔离型: Forward, Flyback, Half Bridge,
Full Bridge, Push-Pull
¾ 整流型: 全桥型整流
全波型整流
同步整流(SR)
开关电源简介
On
-B
rig
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tia
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4
开关电源简介
调制方式
¾ PWM (pulse width modulation)
¾ PFM (pulse frequency modulation)
¾ 其它衍生调制方式
控制模式
¾ 电压模式
¾ 电流模式
开关电源系统可分为两大块
¾ 负反馈回路(feedback loop)
¾ 保护功能(OVP, OCP, OTP ……)On
-B
rig
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on
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tia
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5
开关电源系统基本组成部分
(Voltage Mode PWM System)
On
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rig
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6
开关电源环路分析和设计流程
确定环路基本组成模块, 辨认环路。
¾ EA (error amplifier)
¾ Compensation network
¾ Power Stage
¾ PWM Stage
画出环路的信号流程图, 确定环路的小信号传输函数
确定环路的带宽, 设计补偿网络
根据实际应用,设计和调整外围参数
On
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tia
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7
开关电源环路的小信号传函
EA (例如TL431)及其补偿网络的传函
PWM Stage传函
Power Stage 传函 (可参考[1])
¾ CCM small signal model
¾ DCM small signal model
考虑斜率补偿后的Power stage 传函
On
-B
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en
tia
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8
Flyback 系统控制流程图
On
-B
rig
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en
tia
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np
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9
TL431 及其等效模型
On
-B
rig
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tia
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10
Power Stage小信号模型建立流程
1. 建立Power Stage中电感,电容等器件的时域微分方程组
2. 对方程组作状态空间平均化(state space averaging), 也就
是对一个开关周期内作平均
3. 微扰(perturbation), 即对方程组作小信号扰动
4. 对方程组作线形化(linearization)
5. 得到等效的小信号模型
On
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11
Flyback PWM Stage小信号模型(CCM)
Power Stage传函:
2'2
1
2'2
221
2
1
)
)1(
1)(1(
')(
)(
Dn
LCs
RDn
Ls
DRn
DsLCsR
nD
V
sd
sv
os
o
o
m
o
g
++
−−+≈Λ
Λ
CR
w
o
z
1
1= 负载电容ESR 零点:
DL
DRnw
m
o
rz
22 )1( −= 系统右半平面零点:
On
-B
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on
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en
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12
右半平面零点(RHZ)的直观理解
RHZ在boost, buck-boost, flyback(占空比由输入输出电压和匝比决
定)CCM中都存在,而DCM中没有RHZ。
负载突然增加→输出电压下降→EA+PWM 反应→占空比增大(Wrong
Way)→反激时间减小→输出电流减小(通过输出diode)→输出电压下降更多
(临时)。此即典型RHZ响应特性。
在DCM中,占空比增大导致输出电流增大,故不存在此RHZ
On
-B
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13
PWM Stage 的小信号建模
写出时域方程
微扰和线性化
直流方程组、交流小信号方程组
PWM Stage小信号模型
( ) ( ) ( ) pkc
pk
c VtVfor
V
tVtd ≤≤= 0
pk
c
V
VD = ( ) ( )
pk
c
V
tvtd
)) =
( )tvV cc )+ ( )tdD )+
( ) ( )
( ) ( )
( ) ( )⎪⎪
⎪
⎩
⎪⎪
⎪
⎨
⎧
+=+
+=
+=
pk
cc
ccc
V
tvVtdD
tdDtd
tvVtv
))
)
)
On
-B
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C
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14
考虑斜率补偿后的Power Stage 传函
电流模式工作的PWM系统的电压环路内嵌入一个局部的电
流环,从而改善系统的瞬态响应
电流模式PWM系统当D>50%时,存在Sub-harmonic震荡
斜率补偿能够消除此震荡
电流环小信号模型
On
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C
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15
1
)( −= ssT
s
e e
sTsH
采用电流模式控制,等
效在电压环路内引入超
前相位补偿,相当于引
入微分函数He(s):
考虑斜率补偿后的Power Stage传函(CCM)
On
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16
CCM模式Flyback的斜率补偿
Fm:
L
nVmm
L
nVm
L
V
m
korr
o
g
22
2
2
1
==
=
=
( ) sm TmmF 21
1
+=
考虑斜率补偿后的Power Stage传函(CCM)
On
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17
存在一个与负载等效电阻有关的滤波极点
存在一个电容ESR引起的零点
存在一个右半平面零点,该零点与输入电压、负载、电感量有
关,很难补偿,设计时应该使环路带宽应该远离这个零点,以
减小其影响
( )
D
sCR
DRn
DsLCsR
RVnV
VnR
sv
svsG o
m
o
sensego
go
FB ++
−−+
+≈= Λ
Λ
1
1
)
)1(
1)(1(
)2()(
)(
0
221
考虑斜率补偿后的Power Stage传函(CCM)
On
-B
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18
考虑斜率补偿后的Power Stage传函(CCM)
输入电压越低,右半平面
零点频率越低→低压输入
时有不稳 定倾向!
满载条件下的右半平面零
点低于轻载状态→满载有
不稳定倾向!On
-B
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19
DCM模式下Power Stage 小信号传函
( )
( ) sCR
SCR
V
V
sv
sv
oo
oo
FB
FB 2
1
1
1
110
+
+⋅≈Λ
Λ
11
1
/1
2
ooz
oo
p
CRw
CR
w
=
=
由于Power Stage 无右半
平面零点(RHPZ),所以相
对于CCM而言,DCM
Flyback系统更容易补偿!
On
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20
电流模式与电压模式的直观理解
电压模式是占空比直接调制,变压器电感是开环状态,在外围电压回路
中引入一个DC极点(s=0)
电流模式是占空比间接调制,变压器电感是闭环状态。
反激变换器类似于buck-boost架构,以buck-boost为例分析。
无论是电压还是电流模式,CCM中RHZ始终存在,且频率相同。
( ) ( ) OOIOIL VDVVDVDVV −+=−−= 1
( ) ( ) ( )dVVDvdVVv OIOOIL ˆ1ˆˆˆ +≅−−+=
( )DII LO −= 1
( ) dIDii LLO ˆ1ˆˆ −−=
sLvi LL /ˆˆ =
On
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21
电压模式的信号流程图
( )siLˆ
offdˆ
∫ ( ) dIDii LLO ˆ1ˆˆ −−=
dˆ
dId
sL
Vi LIO ˆˆˆ −=
On
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22
电流模式的信号流程图
( )siLˆ
offdˆ
Vi
1/sL
∫
Vo
Gpwm-1
Don→Doff
( ) dIDii LLO ˆ1ˆˆ −−=
Variable Gain, is a
function of FB and
slope compensation
FBdˆ
( ) ( )OI
L
LLO VV
IsLiDii +
×−−= ˆ1ˆˆ
Rs
On
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23
负反馈环路稳定性
环路增益[loop gain T(s) T(s)包含了系统稳定性信息]
幅频-相频曲线,波特图
单位增益带宽(frequency @ T=0dB)
相位裕量(Phase margin) >45°
增益裕量(Gain margin) >-12dB
On
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24
1.左半平面极点: 增益衰减,引起-90度相移
右半平面极点: 不稳定,导致系统震荡
左半平面零点: 增益增大,引起90度相移
右半平面零点: 增益增大,引起-90度相移
2.负反馈系统DC固有180度相移, 系统的剩下的零极点将对
系统稳定性产生影响。
3.系统的环路补偿必须使系统满足稳定性条件,而且要考虑
所有负载和所有电压输入的情形。
4.在flyback系统中,为了减小右半平面零点影响,可取单
位增益带宽为1/6-1/10fs(开关频率)
零极点对环路稳定性的影响及环路带宽选择标准
On
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25
环路的补偿考虑
环路需要补偿以获得足够的相位裕量(Phase margin) 和增益
裕量(Gain margin),因为环路存在很多零极点, 低频的或
者高频的。
环路补偿的目的是:在带宽内等效为单极点系统. 环路单
位增益带宽内只有一个极点(一个导致90°相移, 从而系
统有180-90=90°相位裕量), 或者一个极点和一个零极点
对(这样等效为环路带宽内只有一个极点)...
通常补偿网络放在EA (error amplifier, 例如TL431)的输入输
出跨接,或者输出到地。在环路的其他地方,根据实际情
况也可以适当引入一些零点或者极点以抵消环路带宽外的
一些高频极点或者零点。O
n-
Bri
gh
t C
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26
环路的补偿方法(1): 单极点补偿
补偿网络产生一个s=0(DC)极点
把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分相位达
到180度以前使其增益降到0dB
补偿所需元器件少,但闭环带宽小,暂态响应慢O
n-
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27
环路的补偿方法(2): 极点-零点补偿
常用的补偿方式.补偿网络产生一个s=0(DC)极点,而且通常
负载及其滤波电容会产生一个低频极点, 所以补偿网络需
要产生一个零点,而且位于系统带宽之内以稳定系统。
补偿网络的高频极点抵消输出滤波电容的ESR零点。O
n-
Bri
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28
复杂,适用于输出带LC滤波的拓扑结构中.
补偿网络产生一个s=0(DC)极点,以及两个零点和两个极点,
其中两个零点补偿输出LC滤波引起的双极点。补偿网络的高
频极点抵消输出滤波电容的ESR零点。
系统带宽在一定频率范围内稳定
环路的补偿方法(3): 双极点-双零点补偿
On
-B
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29
反激变换器反馈回路的设计[采用补偿方法(2)]
确定环路带宽fc:对于CCM工作模式,应将fc设定在低于1/3
右半平面(RHP)零点的频率上, 以最大限度地减小RHP零点
的影响。对于DCM模式,可将fc设定在较高的频率上,因为
此时没有RHP零点。
当采用附加LC滤波器时,应将fc设定在低于1/3LC滤波谐振
频率的地方以减小其影响,因为LC滤波器会导致系统电压回
路有180°相移。
确定EA及其补偿网络的中频增益以抵消fc处的Power Stage增
益。
将EA补偿网络产生的零点设置在fc/3附近。
将EA补偿网络产生的极点设置在3fc以上。O
n-
Bri
gh
t C
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30
Power Stage Gain
Gain of EA with
Compensation Network Total Loop Gain
采用补偿方法(2) 的系统增益图
On
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31
一个基于OB2263的12W反激变换器的控制
回路设计案例
On
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32
OB2263简介
OB2263是昂宝电子推出的“绿色引擎”系列芯片之一的
适用于中低功率的高性能、高度集成的电流模式PWM控
制器。
相对于OB2262, OB2263内置了昂宝电子专利的频谱扩展
技术以降低传导EMI。
内置的Duty Cycle OCP补偿减小系统外围器件。
昂宝电子专利的“Extended Burst mode”技术能大大提高
系统待机时的效率。
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33
OB2263 控制芯片内部模块图
On
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OB2263 控制芯片典型应用图
On
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35
OB2263 系统控制流程图
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36
基于OB2263的12W反激变换器控制回路设计实例
已知参数:
¾ 输入电压:90-264Vac
¾ 输入频率:47-63Hz
¾ 输出12V/1A(Po=12W),最低0.3A(CCM)
¾ 效率> 75%(Pin=12W)
¾ 初级电感量2.6mH
¾ 初级匝数140T 次级匝数 23T
¾ 输出滤波电容 220+470=690uF
¾ ESR=55mΩ/470UF
¾ 开关频率 fs=50kHz
¾ 电流检测电阻Rs=1.5欧姆
¾ 占空比Dmax=0.48
On
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rig
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37
Power Stage传递函数
采用极点-零点补偿放大器,传递函数 (参看附录)
1) 确定Power Stage直流增益
D
sCR
DRn
DsLCsR
RVnV
VnR
sv
svsG o
m
o
sensego
go
FB ++
−−+
+≈= Λ
Λ
1
1
)
)1(
1)(1(
)2()(
)()(
0
221
25
15
113 1
11
2 CsR
CsR
CsRR
RK
v
v FB
o
FB
+
+⋅⋅⋅
⋅−=Λ
Λ
dB
RD
DnR
RVnV
VnR
A
sense
o
sensego
go
DC 7.241.175.148.1
52.01209.6
)1(
)1(
)2(
=≈×
××=+
−=+=
基于OB2263的12W反激变换器控制回路设计实例
On
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38
2) 确定最大的闭环系统单位增益带宽fc
¾ 右半平面零点频率
¾ 开关频率fs=50kHz,所以选择单位增益带宽fc=1.5K
3) 确定输出滤波器极点。电源负载最轻时,输出滤波器极点位置最低
4) 确定在fc处使Power Stage增益提升到0dB所需要增加的增益
量
K
DL
DRnf
m
o
RHPZ 77.1448.0107.22
52.01209.6
2
)1(
3
2222
=×××
××=−= −ππ
Hz
CR
f
oL
fp 77.5
10690
3.0
122
1
2
1
6
=
×××
==
−ππ
dBG
f
fG DC
fp
xo
xo 6.237.248.3
1500lg20lg20 =−=−⎟⎟⎠
⎞
⎜⎜⎝
⎛= 1.1510 20 == ⎟⎠
⎞⎜⎝
⎛ xoG
xoA
基于OB2263的12W反激变换器控制回路设计实例
On
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39
5) 确定EA补偿网络的零点和极点的位置
6) 计算EA补偿网络的参数
已知TL431参考电位Vref=2.5V,光藕PC817A传输比为K≈1,导通压压
降为Vfd=1.2V,最大工作电流为Ifmax=10mA, 计算R1, R2, R3, R4,
C1, C2, C5
1. 取为R2=9.3K,则R1为
取R1=51K
2. 根据PC817A的最大工作电流选择R3,TL431的最小工作电流选择R4
Ifbmax=5V/Rfb=5/6K=0.83mA Ifbmin=(5-Vfb)/Rfb=(5-4.2)/6K=0.13mA
k
Vref
VRR o 22.50121 =−⎟⎟⎠
⎞
⎜⎜⎝
⎛=
基于OB2263的12W反激变换器控制回路设计实例
KHzff
Hzff
cep
cez
5.43
5003/
=>
==
( )
830
10
5.22.112)(3
max
=−−=+−≥
mAI
VVVo
R
f
refFD
取 KHzfep 5=
On
-B
rig
ht
C
on
fid
en
tia
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Te
np
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40
取R3=1k R4=1k
3. 计算EA补偿网络参数C1, C2, C5
取C1=4700pF, C2=470pF, R5=84K
误差放大器提升的相位量如下:
基于OB2263的12W反激变换器控制回路设计实例
k
mA
mAk
I
K
IRV
R
KA
FB
FD
33.1
1
1
13.012.1)3(
4
min
min
=
⋅+
=
⎟⎠
⎞⎜⎝
⎛ ⋅+
≤
nF
kRf
C
ez
7.3
6.855002
1
2
1
5
1 =××== ππ
K
k
kk
RK
RRAR
FB
xo 6.8563
51121.152 135 =×
×××=⋅
⋅⋅=
nF
KkRf
C
ep
37.0
6.8552
1
2
1
5
2 =××=××= ππ
00 5.69)90(90 =⎟⎟⎠
⎞
⎜⎜⎝
⎛−−⎟⎟⎠
⎞
⎜⎜⎝
⎛−≈
c
RHPZ
c
ex
Boost f
farctg
f
farctg οϕOn
-B
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en
tia
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41
补偿后环路带宽以及实际零极点频率分布为:
1) 补偿网络产生的s=0 (DC)极点
2) 输出滤波极点: f=5.8Hz (轻载)
3) 补偿网络产生的零点: f=394Hz (C1=4.7nF)
4) 单位增益带宽: fc=1.5KHz
5) 输出滤波电容ESR产生的零点:
6) 补偿网络产生的高频极点:f=4KHz (C2=470pF)
7) Flyback系统Power Stage 右半平面零点:f=14.77KHz
8) 其他高频极点:比如FB端口的RC产生的极点,等等
基于OB2263的12W反激变换器控制回路设计实例
KHzf ESRz 2.41069010552
1
63min)( =××××≈ −−− π
On
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C
on
fid
en
tia
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42
附录: 431及其补偿网络传函的推导(补偿方法2)
整理上式,则传递函数为
6K
( )
sCR
sCR
sCRR
vI
R
sCR
sCR
sCR
vv
I
CCif
sCR
sCR
sCR
vv
R
vVv
I
IkI
RIv
oLED
o
o
LED
o
z
zfo
LED
LEDFB
FBFBFB
25
15
113
3
25
15
11
21
25
15
11
3
1
11
1
1
1
1
+
+⋅⋅≈
+
+⋅+
=
>>+
+⋅−≈
+−=
⋅=
⋅−=
sCR
sCR
sCRR
RK
v
v FB
o
FB
25
15
113 1
11
+
+⋅⋅⋅−=Λ
Λ
On
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43
1) 以反激变换器为例讨论了开关电源环路分析方法
2) 以反激变换器为例讨论了开关电源环路补偿方法
3) 一个基于OB2263的12W系统的环路参数设计实例
总结
On
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1. “Fundamentals of Power Electronics”, Second Edition, Robert
W Erickson, Dragan Maksimovic, University of Colorado,
Kluwer Academic Publishers. ISBN 0-7923-7270-0, 2000
2. OB2263 datasheet
参考文献
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