开关稳压电源设计报告

1 开关稳压电源设计 报告 软件系统测试报告下载sgs报告如何下载关于路面塌陷情况报告535n,sgs报告怎么下载竣工报告下载 摘要 本设计是对2007年全国大学生电子竞赛的E 题。电路的设计是利用并联型开关稳压电源的拓扑结构,通过分析以ICTL494芯片为核心的PWM 控制器的工作原理,实现了DC —DC 变换。得出适合于设计要求的主电路的结构,并在此基础上设计出控制电路、保护电路、驱动电路。运用调节占空比的大小自动控制输出电压,并对各部分电路的原理进行分析。设计出电路的闭环控制系统,使电源工作在一个稳定的系统,并留出20%较大的控制余量。根据设计要求以及主电路的结构,对电路中各参数进行计算。最后对电路进行测试,并根据其进行改进。 关键词:开关稳压电源 PWM ICTL494芯片 驱动电路 1.题目分析与方案论证: R L U 1=开关稳压电源 图1 电源框图 a. 题目分析: 题目给出的框图如图1所示。该方案是通过变压器降压,再经过整流电路、滤波电路得到直流电,再经过DC-DC 的变换控制电路,得到要求的直流电。要使电路能达到设计要求,DC-DC 变换的关键是PWM 控制。它是开关电源的核心部分,由功率变换和高频整流两部分组成。题目需要将直流电源转换成大于输入电压的稳定的输出电压。串联型稳压电路是降压型的电路,并联型稳压电路是升压型的电路。所以我们采用的并联型开关稳压,通过升压电路,能使得输出电压大于输入电压。通过调节占空比使输出电压为30V-36V 可调。 图3 方案二框图 方案一的电路简单,清晰,易于操作调试。且PWM的的外围参数设置方法多样。易控制 方案二的优点是线性可调,但是高频变压器绕制要求较高,整体配置调试难度大。因此,我们选择方案一。 2.桥式整流电路与电容滤波电路 图4 桥式整流电路与电容滤波电路 首先把交流电转化成直流电。这里采用桥式整流。桥式整流与半波整流的相比,输出电压的脉动小很多。由于还需要进行DC-DC的确变换,对直流的要求不是很高,所以在整流后只加上一个电容进行滤波,以减小整流后直流电中的脉动成分。 图5 整流与滤波后的电压波形图 3. DC-DC主回路的拓扑结构 并联开关型稳压电路的拓扑结构如图6所示。其中输入电压的 U为直流供电电 1 压,晶体管T为开关管,开关管的基极信号 u为矩形波(也是PWM的输出),电 B 感L和电容C组成滤波电路,D为续流二极管。 a. 图7中,T 管的工作状态受B u 的控制。当B u 为高电平时,饱和导通, 1U 通过T 给电感L 充电储能,充电电流几乎线性增大;D 因受到反压截止;滤波电容C 对负载电阻放电,等效电路如(b)所示,各部分电流如图标注。当B u 为低平时,T 截止,L 产生感生电动势,其方向阻止电流的变化,因而电流与1U 同方向,两个电压相加后通过二极管D 对C 充,等效电路如(c)所示。所以,无论T 和D 的状态如何,负载电流方向始终不变。 经过分析,可以得出控制信号B u ,电感上的电压L u 和输出电压0U 的波形,如图(c)。从波形分析可知,只有当L 足够大时,才能升压;并且只有当C 足够大时,;输出电压的脉动才可能足够小;当B u 的周期不变时,其占比愈大,输出电压将愈高。在其,当开关晶体管导通期间,输入电压Ui 加到储能电感L 的两端(这里忽视了V 的饱和压降),二极管D V 因被反向偏置而截止。在此期间流过L 的电流L i 为近似线性增加的锯齿形电流如(b),并以磁能的形式储能存在L 中。在这期间L i 的变化值为△1L I =L U t i on *:在开关晶体管V 截止时,储能电感L 两端的电压极性相 反,此时二极管D V 被正向偏置而导通。储能在L 中的能量通过二极管的D V 输送给负载电阻L R 和滤波电容0C 。在此期间L 中的泄放电流L i 是锯齿形电流的线性下降部分(图C)所示,这期间电流L i 变化△12L I =L U t i off *。同理,当开关晶体管V 的导通期间在储能电感L 中增加的电流数值应该等于开关等于截止期间在储能电感L 减少的电流值。只有这样才能达到动态平衡,才能给负载电阻L R 提供一个稳定的输出电压。所以有 △1L I =△12L I .即是又L U t i on *=L U t i off *。因为on t =T*q 和off t =T*(1-q)。 整理得: 0U =q q U U t t i i off on -=1**。占空比:设晶体管 V 的开关转换周期T,导通其的时间为on t ,截止期的时间为off t ,占空比为q(q=T t on )。是输出电压与输入电压的 关系。 b. 提高效率的方法及实现方案 由0U =q q U U t t i i off on -=1**。是输出电压与输入电压的关系。所以0U 大于i U 。图7 要高DC-DC 的变换效率应该综合考虑各种因素。 ①提高开关的变换速度,因任何一个晶体管和二极管的导通到截止和从截止到导通的转换过程都需要一定的转换时间。可以采用反向恢复时间短,导通时间快的肖特基二极管、快恢复的二极管作为续流二极管。也可以在续流二极管D V 的电路中的串一个电感很小的电感1L ,则利用电感的电流不能突变的特性来抑制二极管的反向恢复期间内的反向电流。进而提高效率。 ②提高工作效率,开关稳压电源的效率η与储能电感L 上的损耗功率也有反比例的关系,所以在提高电源输出率的过程中,要选择适宜的储能电感。 c. 采用以ICTL494芯片为核心的PWM 控制器的DC-DC 变换。TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路,内置一个线性锯齿波振荡器, 振荡频率可通过一个外部电阻和一个电容进行调节。 ①具有完整的脉宽调制控制电路;②片内有两个误差放大器;③片内有5V 的基准电压;④死区时间控制可以调节;⑤输出级晶体管额定电流可达500mA ;⑥输出控制可用于推挽、半桥或单端工作电路;⑦具有欠压封锁功能。。工作温度范围:TL494为-40℃~85℃,TL494C 为-20℃~85℃。 图8 TL494内部结构电路图 4. 电路设计与参数计算 a.主回路器件的选择及参数计算 ①开关晶体管T 的选择:并联型原理图(图6)可见,开关管V 上所承受的最大电压i U 。又因为上式的输出和输入电压之间的关系。考虑到输入电压有10%的波动,电感L 上的反峰尖刺电压为稳定压值的确20%。开关晶体管V 上所承受的电压实际为1.1*1.2i U =1.3i U 。通常选择时对管子的有一定的裕量。所以取其工作电为80%的额定电压值,则有1.32i U =0.85CEQ U 。 即是CEQ U =*i U (1.32/0.8)=1.65i U =1.650U * q q -1。 CEQ U =1.65*36≈60V ②电极电流的计算:同理从并联型原理图可见。 在晶体管导通期间,流过开关晶体管V 的电流也就是在该期间内流过储能电感L 中的电流,也就是输入电流从i I 。如 果,不考虑电路中的其它耗散功率时, i I =i o o U U I *=o I q q -1当选择管子在实际工 作时,也考虑一定的裕量,应该把工作电流取为80%额定电流值。所以 0.8o I =q q -1o I 。 所以c I =1.25i o o U U I *=1.25o I *q q -1=1.25*2≈2.5A ③极管D V 的选择。反相电压的计算D U :在开关晶体管V 导通期间,二极管D V 因反相偏置而截止,此时D V 上所受的电压为输出电压D U 。此外,在选择二极管时,都应该有一定的裕量,一般留20%的裕量,所以二极管的反向耐压为: D U =o U *801?=1.250U =1.25*36≈45V ,正向导通电流D I =()1-q 2q I =2U U I 0i 00≈1A ④滤波电容C 的选择:并联型开关稳压电源达到稳定状态后,输出电压稳定在所设 计的恒定电压值U 。上,处处支流电流I 。 。由于在开关管V 导通期间全部负载电阻L R 上的电流I 。都是由电容C 供给的,所以这时候电容C 上的电流就等于电源的输出电流0I ,并且在这期间电容C 上的电压变化量为输出电压的波纹电压值△U 。,此时我们就如下的关系式 △U 。=C qT I C t I on 00==1V 。所以C=)U (U U f U I i +?0000=2200uF b. 耐压值U 。的计算:当开关管V 截止时间,加在滤波电容C 的两端的电压为输入电压Ui ;当开关管V 导通期间,加在电容C 上的电压为输出电压U 。,(储能电感L 上的电压降和二极管V o 的正向导通压降这里都被忽略了)而并联开关电源的特征是输入电压为Ui 比输出电压U 。小,这里就输出电压U 。,在确定电容耐压的标称值时应留有50%的余量。所以,滤波电容C 的耐压值应由下式决定。03U U c =≈3*36=110V c. 能电感L 的选择:在分析并联型开关稳压电源的工作原理时已经讲过,在开关管V1导通的t 期间,储能点感L 的电源的增量应于开关官V 截止的时间t 渐渐储能电感L 上的电流的减少量相等,所以有?I (+)=?L I (-)