多电平逆变器的工作原理、控制方法以及仿真

多电平逆变器的工作原理、控制方法以及仿真多电平逆变器的工作原理、控制方法以及仿真PAGEPAGE61多电平逆变器的工作原理、控制方法以及仿真目录TOC\o"1-3"\h\z\uHYPERLINK\l"_Toc9"第一章绪论PAGEREF_Toc9\h1HYPERLINK\l"_Toc0"多电平逆变器的背景PAGEREF_Toc0\h1HYPERLINK\l"_Toc1"多电平逆变器的研究现状PAGEREF_Toc1\h2HYPERLINK\l"_Toc2"多电平逆变器的应用PAGEREF_Toc2\h3HYPERLINK\l"_Toc3"第二章多电平逆变器的种类介绍PAGEREF_Toc3\h6HYPERLINK\l"_Toc4"二极管箝位式多电平逆变器及其优缺点PAGEREF_Toc4\h6HYPERLINK\l"_Toc5"电容箝位式多电平逆变器及其优缺点PAGEREF_Toc5\h6HYPERLINK\l"_Toc6"H桥级联式多电平逆变器及其优缺点PAGEREF_Toc6\h7HYPERLINK\l"_Toc7"第三章多电平变换器PWM调制策略PAGEREF_Toc7\h8HYPERLINK\l"_Toc8"多电平变换器PWM调制策略的分类PAGEREF_Toc8\h8HYPERLINK\l"_Toc9"多电平SPWM调制策略PAGEREF_Toc9\h9HYPERLINK\l"_Toc0"SPWM调制策略PAGEREF_Toc0\h9HYPERLINK\l"_Toc1"载波垂直分布多电平调制策略PAGEREF_Toc1\h9HYPERLINK\l"_Toc2"载波水平移相多电平调制策略PAGEREF_Toc2\h10HYPERLINK\l"_Toc3"多载波SPWM调制策略谐波分析PAGEREF_Toc3\h10HYPERLINK\l"_Toc4"多电平SVPWM调制策略PAGEREF_Toc4\h46HYPERLINK\l"_Toc5"SVPWM调制策略PAGEREF_Toc5\h46HYPERLINK\l"_Toc6"第四章多电平逆变器中的电压平衡技术PAGEREF_Toc6\h48HYPERLINK\l"_Toc7"第五章三电平中点箝位型逆变器SPWM控制策略与仿真PAGEREF_Toc7\h53HYPERLINK\l"_Toc8"三电平NPC逆变器SPWM方法PAGEREF_Toc8\h53HYPERLINK\l"_Toc9"基于MATLAB的三电平NPC逆变器SPWM仿真PAGEREF_Toc9\h54HYPERLINK\l"_Toc0"仿真系统整体框图PAGEREF_Toc0\h54HYPERLINK\l"_Toc1"基于载波反向SPWM带电机负载的仿真模块PAGEREF_Toc1\h54HYPERLINK\l"_Toc2"基于载波同向SPWM带电机负载的仿真模块PAGEREF_Toc2\h56HYPERLINK\l"_Toc3"SPWM开关信号的发生模块PAGEREF_Toc3\h56HYPERLINK\l"_Toc4"仿真结果与分析PAGEREF_Toc4\h56HYPERLINK\l"_Toc5"基于注入三次谐波的SPWM带电机负载的仿真模块PAGEREF_Toc5\h57HYPERLINK\l"_Toc6"SFOPWM开关信号的发生模块PAGEREF_Toc6\h57HYPERLINK\l"_Toc7"仿真结果与分析PAGEREF_Toc7\h58HYPERLINK\l"_Toc8"三电平NPC逆变器SPWM的实验结果PAGEREF_Toc8\h58HYPERLINK\l"_Toc9"小结PAGEREF_Toc9\h59HYPERLINK\l"_Toc0"第六章 总结 初级经济法重点总结下载党员个人总结TXt高中句型全总结.doc高中句型全总结.doc理论力学知识点总结pdf 展望PAGEREF_Toc0\h60第一章绪论多电平逆变器的背景电力电子技术自二十世纪50年代诞生以来,经过近半个世纪的飞速发展,至今已被广泛应用于需要电能变换的各个领域。在低压小功率的用电领域,电力电子技术的各个方面己渐趋成熟,将来研究的目标是高功率密度、高效率、高性能;而在高压大功率的工业和输配电领域,各个方面的技术正成为当今电力电子技术的研究重点。一方面,人们希望电力电子装置能够处理越来越高的电压等级和容量等级。例如,电力系统中的高压直流输电(HVDC),以静止同步补偿器(STATCOM)和有源电力滤波器(APF)等为代 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 的柔性交流输电技术(FACTS),以及以高压变频为代表的大电机驱动和大功率电源装置等;另一方面,为了满足输出电压谐波含量的要求,又希望这些大功率电力电子装置能工作在高开关频率下,并且尽量减少EMI问 题 快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题 。电力电子器件是电力电子装置的核心,在过去的几十年里,电力电子器件经历了晶闸管(SCR)、可关断晶闸管(GTO)、双极型大功率晶体管(GTR或B厂)和场控制器件(IGBT和POWERMOSFET)三个阶段。这些年来,各种新型功率器件,如工G挤,IEGT,ETO等又纷纷出现图。器件的单管容量、开关频率已经有了极大的提高,许多国外生产厂商已能提供额定值为6000V/6000A的高压大功率GTO,4500V/1200A的IGBT,4500V/400OA的IEGT以及600OV/600OA的IGCT氏6,7,,在某些应用场合,传统的两电平电压源逆变器拓扑,不能满足人们对高压、大功率的要求。并且,以现有电力电子器件的工艺水平,其功率处理能力和开关频率之间是矛盾的,往往功率越大,开关频率越低￡田。为了实现高频化和低EMI的大功率变换,在功率器件水平未有本质突破的情况下,有效的手段是从电路拓扑和控制方法上找到解决问题的 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 。在过去的二十多年里,研究者们进行了大量的研究和探索,提出了多种高压大功率变换的解决思路和方法,归纳起来大致可分为以下五类:1）功率器件的串并联技术这是一种最简单和直接的方案,为了用小功率的开关器件实现大功率变换,将器件串联以承受高压,将器件并联以承受大电流,这个看似简单的方法,由于功率器件参数的离散性,需要复杂的动、静态均压电路和均流电路。均压电路会导致系统控制复杂,损耗增加;而器件均流,对于具有负温度系数的功率器件来说是一件相当困难的事情。同时,对于器件串并联,驱动电路的要求也大大提高,要求延迟时间接近,并尽量短。在关断过程中,由于恢复性能的差异,数量众多的吸收电路也是必不可少的,降低了系统的可靠性,并且这一方案对输出电压谐波改善没有任何贡献,因而应用范围受到了一定的局限。2)逆变器并联技术逆变器并联技术是将多个小容量的逆变器并联运行,并联逆变器的数目可以根据系统需要的容量来确定。这种方法的主要优点是:易于实现逆变器模块化,可以灵活扩大逆变系统的容量;易于组成N+1个并联冗余系统,提高运行的可靠性和系统的可维护性。逆变器并联技术的难点是需要从控制电路上解决电压同步、稳态和动态均流、N+1冗余与热切换三大技术。3)多重化技术为了用小容量的功率器件实现大容量的功率变换,还可利用多重化技术。所谓多重化技术,就是以多个小功率逆变器在其输入或(和)输出端通过变压器串联或并联,各个逆变器以相同频率不同相位工作,从而达到系统的高功率运行和输入、输出谐波改善的目的。多重化技术既可应用于单相电路,又可应用于三相电路。多重化技术的主要不足之处在于:需要特殊设计的输入、输出变压器,它不仅增加了系统的成本,降低了系统的效率,而且当逆变器的数目增多时,变压器的设计将非常困难。4）组合逆变器相移SPWM技术组合相移SPWM技术,其基本思想是:在一个由n个模块(每个模块就是一个普通的两电平逆变器)组成的系统中,所有模块采用相同的调制波,但相邻模块的三角载波相位相差2耐(nKc),(其中Kc)三角载波与调制波的频率比)。这一相位差使得各模块所产生的SPWM脉冲在相位上错开,从而使各模块最终迭加输出的SPWM波形的等效开关频率提高到原来的nKc倍,因此可在不提高开关频率的条件下,大大减小输出谐波。从广义上说,相移SPWM组合逆变器,也是一种多重化技术。不同于上面所述的输出电压多重化,这里采用的是三角载波的多重化,因此简化了输出变压器的设计。相移SPWM组合逆变器的优点为:可采用开关频率较低的大功率开关器件,实现等效的高开关频率输出,开关损耗低,输出谐波含量小,减小了输出滤波元件的尺寸和容量,简化了变压器的设计。缺点为:仍然需要工频变压器,增加了系统的损耗和成本,没有减小功率器件的电压应力。5)多电平逆变器技术多电平逆变器技术是一种通过改进逆变器自身拓扑结构来实现高压大功率输出的新型逆变器,它无需升降压变压器和均压电路。由于输出电压电平数的增加,使得输出波形具有更好的谐波频谱,每个开关器件所承受的电压应力较小。多电平逆变器技术已成为电力电子学中以高压大功率变换为研究对象的一个新的研究领域。多电平逆变器之所以成为高压大功率变换研究的热点,是因为它具有以下突出优点:l)每个功率器件仅承受l/(n-1)的母线电压(n为电平数),所以可以用低耐压的器件实现高压大功率输出,且无需动态均压电路;2)电平数的增加,改善了输出电压波形,减小了输出电压波形畸变(THD);3)可以较低的开关频率获得和高开关频率下两电平逆变器相同的输出电压波形,因而开关损耗小,效率高;4)由于电平数的增加,在相同的直流母线电压条件下,较之两电平逆变器,dy/dt应力大为减少,在高压大电机驱动中,有效防止电机转子绕组绝缘击穿,降低电磁辐射,同时改善了装置的EMI特性;5)无需输出变压器,大大地减小了系统的体积和损耗;6)降低了输入电流的谐波,减小了对环境的污染;7)用于三相感应电机驱动时,可以减小或消除中性点电平波动;8)安全性更高,母线短路的危险性大大降低;多电平逆变器技术作为解决高压大功率变换的一种具有代表性和较为理想的方案,受到越来越多的关注、研究和应用。多电平逆变器的研究现状德国学者Holtz于1977年首次提出三电平逆变拓扑;1980年,日本长冈科技大学提出二极管中点箱位式三电平逆变器;1983年Bhagwat和Stefanovic由三电平到多电平,奠定了NPC结构的多电平模式。多电平电路的出现为高压大容量电压型逆变器的研制开辟了一条新思路,逐渐成为大功率电机传动和大功率无损补偿等领域的重点研究对象。多电平功率变换技术是一种可满足高压大功率需要的新兴技术。它可以应用在如交流电源,静态无功补偿,传动系统等诸多方面。其基本原理是将几个电平台阶合成阶梯波以逼近正弦波输出电压,一般来说,电平数越多,其分辨率越高,那么输出电压波形越接近正弦波。在电路拓扑结构上,多电平逆变器有二极管籍位、飞跨电容、H桥级联等三种基本拓扑结构。近些年来,在这几种拓扑结构的基础上又研究得到一些新型的优化拓扑。多电平逆变器的应用多电平功率逆变器的应用领域非常广泛,包括电力系统中的无功功率补偿、大功率的电力传动和可再生能源系统等。具体介绍如下:1)高压变频调速系统中高压大电机变频调速是多电平逆变器应用的一个重要领域,在大电机调速中,传统的两电平高频PWM逆变器存在以下几个问题:输出电压和电流,除基波分量外,还含有一系列的谐波分量,这些谐波会使电机产生转矩脉动,使转矩出现周期性的波动,从而影响电机平稳运行和调速范围;在中压场合,提高频率一定程度上可以克服上述某些缺点,但又容易导致较高的dy/dt和浪涌电压,在电机的线圈中产生很大的共模电压,这样可能会导致电机轴承故障和转子绕组绝缘击穿,而且开关器件所产生的电压应力和开关损耗将降低电机效率,同时产生很高的EMI(IOKHZ-30MHZ),将干扰周围电子设备;高电压等级更是受到限制;功率因数低。而多电平逆变器工作在工频时,可在一定程度上克服上述几个问题。将多电平逆变器用于高压变频器领域,不但可以提高逆变器的电压等级,还可以减少逆变器输出端的谐波含量和开关损耗,提高功率因数,动态性能稳定和效率高等,在高压大容量交流调速领域日益受到重视,是目前较理想的高压变频方式,该方式工作原理是利用多电平功率逆变器叠加合成正弦电压波形,随着电平数的增加,合成阶梯波形分级越多,合成的电压畸变越小。其优点是可使用常规低压功率开关器件实现高压变频调速技术,并从根本上解决谐波及EMI问题,还可避免较高的dy/dt导致电动机损坏。多电平变频器结构主要有:级联型多电平结构和二极管箱位型多电平结构。前者适合于如风机、水泵类等平方转矩负载,后者适合于轧机、卷扬机类负载。级联多电平结构的每相由几个低压PWM功率单元串联组成,各功率单元由一个多绕组的隔离变压器供电,用高速微处理器实现控制和以光导纤维隔离驱动。采用功率单元串联,而不是用传统的器件串联来实现高压输出,所以不存在器件均压的问题。功率单元采用低的开关频率可以降低开关损耗,而高的等效输出开关频率和多电平可以大大改善输出波形。波形的改善除减小输出谐波外,还可以降低噪声、dy/dt值和电机的转矩脉动。所以这种变频器对电机无特殊要求,可用于普通笼型电机,且不必降额使用,对输出电缆长度也无特殊限制。由于功率单元有足够的滤波电容,变频器可承受正负30%电源电压下降和5个周期的电源丧失。这种主电路拓扑结构虽然使器件数量增加,但由于IGBT驱动功率很低,且不必采用均压电路、吸收电路和输出滤波器,可使变频器的效率高达%%以上。美国罗宾康(ROBICON)公司利用级联多电平结构,生产出功率为315-I000OkW的完美无谐波高压变频器,无须输出变压器直接实现了或6kV高压输出,采用了先进的工GBT功率开关器件,达到了完美无谐波的输出波形,无须外加滤波器即可满足各国供电部门对谐波的严格要求,输入功率因数可达以上,THD<1%,总体效率(包括输入隔离变压器在内)高达97%。2)静止无功补偿器无功补偿作为灵活交流输电技术的一个重要组成部分,一直是国内外相关专业领域内的研究热点。无功补偿经历了早期的基于并联补偿原理的常规静止无功补偿器SVC,即晶闸管投切电容器(TSC)和晶闸管控制电抗器(TCR)之后,随着现代功率半导体器件的应用与新颖功率变换电路及控制技术相结合,产生了新型无功补偿装置:静止调相机(STATCOM).STATCOM是按照调相机的原理,由新型大功率固体电子元件构成的可调节逆变器、直流电容器组和输出变压器等组成的无转动结构的静止无功补偿装置,核心是电压源逆变器(VSI)。在实际应用中VS工的拓扑结构常见的有两种,一种是传统的6脉动桥式逆变器,另一种是多电平逆变器,后者由于开关频率低,随着电平数增加,输出电压提高了而谐波含量却减少了,从而成为非常有吸引力的方案。如西门子公司制造的一台二极管箱位三电平STATCOM,已安装在丹麦REJSBYHADE风力发电厂。该STATCOM由两个三电平VSI通过一个三绕组变压器联结到一条15kV母线上,其中一个VS工联接到Y绕组,另一个VSI联接到三角形绕组,采用逆导GTO,器件的额定功率值为4500V/3000A,装置用空气冷却,无功调节范围为8Mvar。1996年,田纳西大学的等人将级联多电平结构拓扑结构用于无功补偿。由N个单相全桥模块在交流侧串联构成一相桥臂对,直流侧两边相互独立。由3个桥臂对通过星形或三角形连接构成三相系统。级联多电平结构STATCOM摒弃了多重化变压器,因此避免了耗资大、损耗大、体积大、笨重、由变压器饱和导致控制困难、不可靠等缺点。同时还可通过冗余设计,进一步提高装置的可靠性。由于具有上述优点,首次提出级联多电平STATCOM概念以来,并引起了广泛关注。1999年,世界上首台级联多电平STATCOM工业装置在英国EastClayton变电站投入运行,其容量为75Mvar。这标志着级联多电平STATCOM技术已进入实用化阶段。3)有源电力滤波器电能质量的改善是电力系统面临的一项重要课题。在众多谐波治理方案中,有源电力滤波器(APF)可以起到瞬时补偿电力系统谐波、无功功率、电压波动、负序等作用,在国内外得到了广泛的研究。然而,要实现大容量的谐波补偿,需要APF具有较大的装置容量。由于目前电力电子器件容量、价格及其串并联技术等的限制,装置容量大势必使初始投资大,并且大容量APF还将带来大的损耗、大的电磁干扰以及制约APF的动态补偿特性等问题,从而限制了APF的进一步发展。近年来,多电平逆变器在高电压领域得到越来越广泛的应用,特别是在减小电网谐波方面有着非常良好的应用前景。清华大学的李永东教授研制出级联多电平结构APF。浙江大学的张仲超教授将相移SPWM技术应用于级联多电平结构APF,器件开关频率仅为600HZ,取得了很好的滤波效果。美国田纳西大学的山等人采用二极管籍位五电平结构,研制出统一电能质量调节器,滤波之后系统电流的THD仅为3%。清华大学的韩英铎教授采用二极管箱位三电平拓扑结构,研制出并联电能质量补偿器圈。文献圈采用混和级联多电平结构,对每相由四个串联连接单相全桥逆变器构成的81电平并联有源滤波器进行了研究。实验结果表明,该滤波器的性能明显优于普通两电平APF。4)高压直流输电(HVDC)在远距离输电(跨地域输电),非周期输电(非同步)的电力系统实现联网方面,高压直流输电优于交流输电,同时直流输电节省金属材料的用量(少一根输电线),直流输电需要构造超大功率的整流和逆变装置。级联型多电平变流器输出电压的相位和幅值便于调节和控制,而且输出电压的谐波含量低,并有很高的可能性,再加上其模块化设计的简单结构,因此在高电压级别的高电压直流输电中也得到较多的应用。如巴西伊太普HVDC工程运行电压最高为600KV,输送功率为3100MW,线路长SOOKM,它代表当今HVDC水平。我国葛洲坝-上海南桥SOOKV,120OKW输电工程建设中也用了该项技术。基于电压源逆变器的新型高压直流输电(HVDC)系统,由于其电压源逆变采用的是全控器件和自换相技术,使得系统在保证整流侧和逆变侧有功传输平衡的同时,能独立调节各边的无功量,还可向弱交流电系统及无源网络供电,这些明显优于传统HVDC的功能,使得基于电压源逆变器的HVDC具有广阔的应用前景。但是目前研制成功的基于两电平电压源逆变器HVDc,其容量仅能达到200四左右,还远不能满足传输更大功率的要求。浙江大学的徐政教授将两电平电压源逆变器结构改造为二极管箱位三电平结构,应用于HVDC,仿真结果表明在现有全控器件水平下,显著提高了电压源逆变器HVDC的容量。并且可以直接匹配高的电压等级,输出电压波形更好地接近正弦电力电子技术的发展和电力电子器件的更新是密不可分的。随着电力电子器件耐压等级提高,载流能力增大,开关频率提高,多电平技术将以它单个器件承受电压应力小;容易实现高压大容量;输出电压自由度多;相同开关频率下输出电压电流波形更好地接近正弦;谐波含量低;电磁干扰轻等强大的优势发挥越来越大的作用。在高压变频器领域,多电平技术还将在未来很长一段时间里占居明显优势。在无功补偿、有源滤波器、高压直流输电领域,采用多电平拓扑的工业装置将慢慢进入实用化阶段。随着高压大容量电力电子装置需求的日益加大,多电平技术作为电力电子技术的核心技术之一,将对中国电力系统未来的发展起到至关重要的作用,而且其产业化也展示了诱人的前景。运用多电平技术来改造传统的电力工业,使之更好地为现代社会服务是一个具有现实意义和极具发展潜力的工作,也是电力系统科技工作人员面临的重大课题和挑战。第二章多电平逆变器的种类介绍二极管箝位式多电平逆变器及其优缺点二极管钳位式多电平逆变器是研究最早和应用最多的一种多电平逆变器。二极管钳位式多电平逆变器是通过串连的一系列电容将较高电压分成一系列较低的电压。一个M电平的二极管钳位多电平逆变器在直流侧需要M-1个电容。例如一个三相五电平二极管钳位式逆变器的一相，在其直流侧含有4个大小相同的电容C1,C2，C3和C4。若直流侧的总电压为1V，那么每个电容上分得的电压为V/4，并且通过钳位二极管的作用，每个开关器件上的电压应就限制在一个电容的电压V/4上，这样逆变器合成的输出电压就可以相对地提高了。二极管钳位多电平逆变器只需要一个公共的直流电源，这使它的整流侧设计比较简单。虽然开关器件被钳位在V/4电压上，但是钳位二极管却要承受不同倍数的V/4反向电压。如果使二极管的反向电压与开关器件相同，则每相需要的钳位二极管的个数为(M-1)(M-2)。这个数字随电平数的增加而快速增加，尤其是当器件是工作在高频状态，钳位二极管由于开关速度的限制，只能用IGBT或其它开关频率高的器件代替，这将增加成本，同时系统的可靠性也被削弱。因此，这种电路的实际应用中输出电平数不可能很高，一般被限制在五电平。比较分析，我们可以得到二极管钳位型多电平逆变器优缺点如下：优点：(1)电平数越多，输出电压谐波含量越少，从而避免了滤波器的使用；(2)调制时，器件在基频下工作，开关损耗较小，效率高；(3)back-to-back连接系统控制比较简单。缺点：(1)需要大量的钳位二极管；(2)每个桥臂主开关器件的开关损耗都不同，需要的电流容量也不相等；(3)直流分压电容的电压不平衡。电容箝位式多电平逆变器及其优缺点飞跨电容代替二极管对功率开关进行钳位，因此就不存在二极管钳位型多电平逆变器中的主、从功率开关管的阻断电压不平衡和钳位二极管反相电压不能快速恢复的问题。例如一个三相五电平电容钳位型多电平逆变器的一相。此逆变器的直流侧采用了一种阶梯型结构，每一层的电容的电压都与下一层的电容的电压不同。为能够产生M电平的阶梯型输出电压，在直流侧需要M-1个电容。每相桥臂的结构必须相同，两层电容之间电压增加的大小决定输出波形中每阶电压电平高度。比较分析，可以得到电容钳位式多电平逆变器优缺点如下。优点：(1)电平数越多，输出电压谐波的含量越少；(2)逆变器电平数易扩展,电压合成方面，开关状态选择具有较大的灵活性；(3)由于电容的引进，可通过在同一个电平上不同开关组合，使直流侧电容电压保持平衡。缺点：(1)随着电平数的增加，需要大量的钳位电容，增加了系统的成本；(2)用于纯无功负载时，可能存在飞跨电容电压不平衡；(3)对有功功率变换,高频时逆变器的控制非常复杂，同时有很高的开关损耗。H桥级联式多电平逆变器及其优缺点二极管钳位式和电容钳位式多电平拓扑的提出，为利用低耐压型开关器件获得多电平高压输出提供了新思路，但同时也带来直流电容分压不平衡等一系列问题，控制也十分复杂。为此可采用多个独立的直流电容分压，输出多个电平的方式，即有独立直流电源的级联式逆变器。基于传统的二电平低压小容量桥式逆变器的级联多电平逆变器，采用串联若干个低压功率单元的方式来实现高电压输出，这种电路的结构和方法比较容易实现向更多电平数的扩展，产生更高电压的输出。例如级联式五电平逆变器拓扑单臂电路，是由两个两电平H桥单元级联而成。与二极管钳位式和飞跨电容式多电平逆变器相比较，级联式多电平逆变器拓扑不需要大量钳位二极管和飞跨电容，但是需要多个独立的直流电压源。对于一个M电平的级联型逆变器，每一个桥臂需要(M-1)/2个独立直流电压源和2(M-1)个主开关器件。这种拓扑可以方便地通过星形或三角形联接构成三相系统。比较分析，可以得到级联式多电平逆变器优缺点如下:优点：(1)无需大量钳位二极管和钳位电容，在三种多电平变换拓扑中，对于相同的电平数，所需器件最少，易于封装；(2)电平数越多，输出电压谐波的含量越少；(3)基于低压小容量逆变器器级联的组成方式，技术成熟，易于模块化，较适于七或九电平及更高的电平应用场合。缺点：随着电平数的增加，需要大量独立直流电源，增加了系统的成本。第三章多电平变换器PWM调制策略对多电平变换器调制策略进行研究是多电平变换器研究的重点内容之一。调制策略的优劣直接影响着多电平变换器的性能。在过去的20多年里，研究者们对各种拓扑结构的多电平变换器调制策略进行了大量的研究工作，提出了一系列行之有效的调制方法。这些调制方法基本上都是传统的两电平变换器脉宽调制技术的扩展和引申，但由于多电平变换器本身所具有的特殊性，其所采用的调制策略也各有特点。多电平变换器PWM调制策略的分类多电平变换器的PWM技术种类繁多，若按采用开关频率的不同，多电平变换器调制策略可以分为基波开关频率调制（即在输出基波周期内，开关器件通断一次）和高开关频率调制（即在输出基波周期内，开关器件通断多次）。其中，基波开关频率调制又可分为空间矢量控制（SVC）和有选择的谐波消除技术（SHEPWM）；而高开关频率调制则可分为空间矢量PWM（SVPWM）和多载波SPWM。多载波SPWM一般采用两种技术，即①基于载波垂直分布技术（包括PD、APOD、POD）；②基于载波水平移相技术。多电平变换器PWM调制策略分类示意图如图3-1所示。图3-1多电平变换器PWM调制策略分类示意图也有研究者对多电平变换器控制策略的分类是从多电平变换器的控制自由度考虑，通过不同的组合，得到各种不同的调制策略。例如：就载波而言，多电平变换器的载波通常不止一个，其形状可以是常用的三角波，也可是锯齿波等，对每种载波至少有频率、相位、幅值、垂直方向的偏移量和水平方向的偏移量等多个可调节控制的参数，将这些参数称之为自由度；而多电平变换器的调制波，可以是正弦波或梯形波，同样对于每种调制波形，也有频率、相位、幅值、叠加零序分量等多个参数，即自由度。若将不同控制自由度进行互相组合，必将产生一些新型多电平变换器PWM调制策略，再将上述控制自由度之间的组合，并进一步与各种多电平变换器的基本拓扑相结合，将产生数量庞大的多电平变换器PWM调制策略。多电平SPWM调制策略SPWM调制策略常规的正弦脉宽调制（SPWM）是将三角载波和正弦调制波比较且生成PWM波形，而多电平SPWM是基于多载波的正弦脉宽调制（SPWM）。基于多载波的SPWM调制策略的基本原理是使用几个三角载波信号和正弦参考信号，通过它们之间的比较产生开关切换信号。基于多载波的SPWM技术是多电平变换器最常用的调制策略之一，它是两电平SPWM技术在多电平变换器中的直接拓展。由于多电平变换器拓扑的复杂性和多样性，与两电变换器相比，多电平变换器的SPWM调制方法也更具多样性，常用的主要有两种：基于载波垂直移相SPWM方法和基于载波水平移相SPWM方法（CarrierPhase-Shifted，PS）。载波垂直分布多电平调制策略载波垂直分布多电平调制方法是两电平变换器SPWM方法在多电平变换器中的拓展。基于载波垂直分布技术的调制策略的基本原理是在N电平变换器，N-1个具有相同频率和相同幅值的三角载波并排放置，形成载波组；以载波组的水平中线作为参考零线，共同的正弦调制波与其相交，得到相应的开关信号。载波垂直分布多电平调制主要包括以下三种调制策略：1）所有载波相位相同的PD（PhaseDisposition）调制策略，如图3-2a)所示。2）所有相邻的载波相位相反的APOD（AlternativePhaseOppositionDisposition）调制策略，如图3-2b)所示。3）正载波与负载波相位相反的POD（PhaseOppositionDisposition）调制策略，如图3-2c)所示。a)PD调制b)APOD调制c)POD调制图3-2载波垂直分布多电平SPWM调制策略示意图载波水平移相多电平调制策略将两电平SPWM调制方法推广到多电平逆变器调制策略中，便产生了基于多个三角载波信号移相的SPWM方法。这种方法一般应用于多单元串联变换器拓扑结构。通过对该方法输出阶梯波的仿真分析，可知，对于N单元串联变换器，三角载波之间移相c=2/N，可获得最大的谐波消除效果，且可提高等效开关频率；基于此，在满足实际现场要求的情况下，可以进行有针对性的设计。例如：可以减少每个功率单元的开关频率，从而减少开关损耗。为了便于调制策略之间性能上的比较，还需要在理论上对输出谐波性能进行系统的分析，这对于从本质上理解该调制策略是非常必要的。基于载波水平移相SPWM调制策略（即PS调制策略）如图3-3所示。图3-3PS调制策略示意图多载波SPWM调制策略谐波分析为了获得对多电平变换器PWM调制策略特性的深入了解，大多采用数字仿真的方法，通过对输出的阶梯波进行FFT分析，确定相应的调制特性，但这仅仅是一种定性的分析，缺少完整的数学解释。其分析结果的准确性很大程度上依赖于数字仿真的算法、载波比的取值以及研究者们的经验，因此，对于多电平调制策略，需要进行定量分析，准确得出其输出阶梯波的数学表达式。只有这样，才能把握住各种调制策略的本质，深入了解其谐波特性，直观地对各种调制策略进行比较，在实际应用中能更灵活地对调制策略进行选择。1）SPWM调制策略谐波分析的基本方法单边傅立叶变换可以通过表达式将所有时域的波形F(t)表示为一系列各种频率的正弦分量的组合，以决定其谐波含量，该表达式即为（3-1）式中，。对于SPWM调制方式，所输出的PWM电压波形是由基波频率f0与载波频率fc共同决定的。当采用同步调制时，输出的电压波形相对于时间t具有重复性，因此可以采用单边傅立叶级数来分析其输出电压谐波特性；当采用异步调制时，载波比fc/f0不是整数，对于时间t而言，其输出电压波形不具备周期性，输出波形在调制波的各周期内所包含的脉冲模式没有重复性，在这种情况下，应采用双边傅立叶分析方法。这种方法最早被应用于通信领域，后来被应用于电力电子研究的PWM谐波分析中。为了能更清晰地认识多电平调制策略的本质，下面将双边傅立叶分析的方法引入基于多载波的多电平PWM调制策略的分析中。根据双边傅立叶变换理论，任何基于载波的PWM调制策略，其输出波形的通用谐波表达式可表示为（3-2）上式中，第三项为载波及载波倍数的谐波，第四项为载波倍数的边带谐波。式（3-2）也可表示成（3-3）在式（3-2）中，y=0t，x=ct，系数Amn为（3-4）系数Bmn为（3-5）为了方便计算，可定义Cmn=Amn+jBmn，即有（3-6）由于y=0t，x=ct，式（3-2）中的谐波形式可以表示为mct+n0t（0=2f0，c=2fc），并存在以下三种情况：（1）当m=0，n≠0时，n0为基波或谐波；（2）当m≠0，n=0时，mc为载波及载波倍数的谐波；（3）当m≠0，n≠0时，mct+n0t为载波倍数的边带谐波。通过上述将双边傅立叶变换方法引入基于多载波的多电平PWM调制策略的分析可知，对于任何调制策略，若想获得其谐波含量的解析表达式，关键是根据x，y合理地确定积分区域，便可得出相应的开关函数F(x，y)的值。2）基于载波垂直分布的多电平调制策略分析如前所述，基于载波垂直分布的多电平调制策略又分为APOD、POD和PD三种，以下是以图3-4所示的PD调制策略为例进行分析的。基于载波垂直分布的基本调制原理：在调制波的正半周，调制波与0参考轴上的所有载波进行比较，当调制波每大于一个载波时，便输出一个正的台阶电平，否则输出0电平；在调制波的负半周，调制波与0参考轴下的所有载波进行比较，当调制波每小于一个载波时，便输出一个负的台阶电平，否则输出0电平。将调制波与每一个载波进行比较以得到变换器相应的输出电平，从而获得最后的电平输出。随着多电平变换器电平数的增加，开关函数F(x，y)有多个取值，这给谐波分析带来很大的困难，为此需要简化。简化的目的是基于波形合成的原则，在等效原则的前提下，减少F(x，y)的取值个数。双边傅立叶分析应用于PWM波形分析中，应基于f0，fc分别独立考察一个调制波周期内、一个三角载波周期内，调制波与三角载波的相交情况；亦即应把载波周期与调制波周期区别开，并分别加以考察。以PD调制为例，其调制策略如图3-4所示。对于N电平而言，需要N-1个载波，正、负半周各需要N＇=(N-1)/2个载波。如图3-4所示，为了方便研究，取三角载波的峰－峰值为1，调制波为g(y)=Amcost，调 制度 关于办公室下班关闭电源制度矿山事故隐患举报和奖励制度制度下载人事管理制度doc盘点制度下载 为M=Am/N＇。图3-4PD调制策略示意图若以图3-4所示为基础，把三角载波与调制波建立在一个统一的坐标系下进行研究，则非常直观，同时所具有的对称性有利于解析计算。对于图3-4而言，根据调制规则，其生成的阶梯波如图3-5a)所示。在图3-5a)所示中，为了便于计算谐波系数，可对其进行等效处理，即将图3-5a)中的时间坐标下移，等效成如图3-5b)所示。根据波形合成原则，图3-5b)所示的阶梯波，可以等效表示为一系列两电平PWM波的叠加。每个两电平PWM波的生成，可以认为是每个三角载波与调制波相交后所形成的两电平阶梯波。该方法的思想是将多电平阶梯波分解为两电平这一最小基本单元，很好地解决了多电平变换器随着电平数的增加而带来谐波计算的复杂性的难题。a)时间轴未变换的阶梯波(b)时间坐标轴下移后的阶梯波图3-5N电平输出阶梯波坐标系等价变换示意图设为大于N＇M的最小整数，以表示调制波在正半周（或负半周）相交的载波个数。为了涵盖在线性调制区的所有情况，从一般性出发，调制波在给定的调制度M下，与2个载波相交，输出电平数为2+1。对于线性调制区，≤N＇。特别是当=N＇时，便获得在线性调制区所获得的最大输出电平数N=2N＇+1。结合图3-5b)，波形叠加过程如图3-6所示。如图3-6所示，Fp,i(x，y)、Fe,i(x，y)分别为正半周、负半周第i个三角载波与调制波相交后得到的两电平PWM波表达式，i=1，2，…，。由图3-6所示可知，根据波形合成原则，N电平变换器PWM波表达式F(x，y)可以表示为（3-7）考虑一个完整的调制波周期内，在正半波周期中，调制波与第个三角载波的相交情况如图3-7所示。现由于按图3-5b)所示方法选取坐标系，故在图3-7a)所示的调制波周期内调制波与载波的相交情况中，其调制波为g(y)=+N＇Mcost。如图3-7所示在调制波正半波周期内，调制波与载波的相交情况及开关函数Fp,i(x，y)的取值情况（参见图3-7a））-yi-1，yi-1与-yi，yi分别表示调制波与正半周第i个三角载波的包络线g(y)=+i-1，g(y)=+i的交点。对于yi，有g(y)=i，则可推得图3-6波形合成等效示意图a）在正半周期中，调制波与第i个三角波相交示意b）在a）中开关函数的取值情况示意图3-7调制波与第i个三角波相交情况示意即有（3-8）对于图3-7a）所示情况，则有（3-9）根据图3-7b）示意，在一个调制波周期内，开关函数Fp,i(x，y)的取值情况如下（3-10）由式（3-10）可知，开关函数Fp,i(x，y)存在取0或1的情况。如何区别，需要考察载波周期内，调制波与载波之间的相交情况。图3-8所示为载波周期内调制波与载波的相交情况示意Ⅰ。图3-8载波周期内调制波与载波的相交情况示意Ⅰ若坐标系的选取如图3-6所示，为了判断开关函数的取值，在一个三角载波周期内，当正半周第i个三角载波与调制波相交时，可通过计算其交点方程获得。当x∈[-，0）时有（3-11）当x∈[0，]时有（3-12）对于xr（xr∈[-，0）），有则可推得（3-13）即有（3-14）对于xf（xf∈[0，]），有则可推得（3-15）即有（3-16）在一个三角载波周期内，开关函数Fp,i(x，y)的取值情况为（3-17）通过上面的讨论，分别得出了调制波周期、载波周期内Fp,i(x，y)的取值情况，结合式（3-10）、式（3-17）可以综合得出由调制波周期与载波周期共同决定的积分区域，开关函数Fp,i(x，y)的完整取值情况为（3-18）其积分区域投影到x0y坐标系中，如图3-9所示，图中阴影部分为开关函数Fp,i(x，y)=1的有效积分区域。根据式（3-18）及图3-9所示，可以计算开关函数Fp,i(x，y)的谐波系数，谐波系数Cmn,p,i的表达式为图3-9开关函数的积分区域（3-19）对式（3-19）分以下三种情况分别加以讨论和计算：（a）当m=0和n=0时，为直流分量（3-20）（3-21）（3-22）由式（3-20）~式（3-22）可得（3-23）（b）当m=0和n≠0时，为基波谐波若且当n≠±1时，则有（3-24）（3-25）（3-26）根据式（3-24）~式（3-26）可得（3-27）若且当n=1时，则有（3-28）（3-29）由式（3-26）、式（3-28）、式（3-29）可得（3-30）（c）m≠0，n∈（-∞，∞）时，为载波及载波倍数的谐波、载波倍数的边带谐波（3-31）在图3-4中，由于所采用的统一坐标系，正弦调制波与三角载波均关于y轴对称，为偶函数。因此，在双边傅立叶分析中，正弦谐波系数Bmn=0，根据式（3-6），有，这就简化了谐波系数的计算，但是这种简化不容易得到谐波表达式的闭合形式。为此，需引入Jacobi-Anger公式，即（3-32）式中，Jk()为k阶Bessel函数。将式（3-14）、式（3-16）、式（3-32）代入式（3-31）中，可得（3-33）由式（3-33）可得（3-34）在计算时，由于cos(mx+ny)关于积分区域偶对称，所以有Ap2=0（3-35）同理可得（3-36）将式（3-33）代入式（3-36）可得（3-37）由式（3-19）、式（3-34）、式（3-35）、式（3-37）可得（3-38）关于调制波负半周与三角载波相交情况的分析，与正半周的分析类似。对应于图3-7（a）所示，根据对称性可得调制波的负半周与载波的相交情况，如图3-10和图2-11所示。图3-10在调制波的负半周与载波的相交情况图3-11三角载波周期内载波与调制波的相交情况Ⅱ如图3-11所示，在负半周时有如下情况：当x∈[-，0）时，则有（3-39）当x∈[0，]时，则有（3-40）类似于正半周的分析，可求得交点时刻的方程为（3-41）（3-42）在负半周，开关函数Fe,i(x，y)的完整取值情况为（3-43）在式（3-43）中，可以充分体现出在所采用坐标系下面计算Fe,i(x，y)的谐波系数的优越性。Fe,i(x，y)的谐波系数为（3-44）对式（3-44）分以下三种情况分别加以讨论和计算：（a）当m=0和n=0时，为直流分量（3-45）（3-46）（3-47）根据式（3-44）~式（3-47）可得（3-48）（b）当m=0和n≠0时，为基波谐波若且当n≠±1时，则有（3-49）（3-50）（3-51）根据式（3-49）、式（3-51）可得（3-52）根据式（3-44）、式（3-50）、式（3-52）可得（3-53）若且当n=1时，则有（3-54）（3-55）根据式（3-44）、式（3-54）、式（3-55）可得（3-56）（c）m≠0，n∈（-∞，∞）时，为载波及载波倍数的谐波、载波倍数的边带谐波（3-57）由式（3-32）、式（3-41）、式（3-42）可得（3-58）将式（3-58）代入式（3-57）可得（3-59）同理可得（3-60）（3-61）根据式（3-59）~式（3-61）可得（3-62）通过以上对调制波在正、负半周与载波相交情况的分析，所采用的方法是以单个载波与调制波相交形成的两电平PWM波为基础，基于波形合成原则进行分析计算，而对于相邻载波的相位关系没有要求。因此，相邻载波的相位关系在多电平输出电压谐波分析中，是可以选择的自由度之一，所有相邻的载波相位可以任意分布，具有不同的相位关系。相邻载波的相位关系可以通过它们的初始相位角来表示，在这里可设p,i、e,i分别为正、负半轴第i个三角载波的初始相位。综上所述，根据式（3-2），对于正半周第i个三角载波与调制波相交后所得到的两电平PWM输出谐波表达式为（3-63）同理可以得到负半周第i个三角载波与调制波相交后所得到的两电平PWM输出的谐波表达式为（3-64）根据式（3-7）、式（3-63）、式（3-64），对于总的输出阶梯波，其谐波表达式为（3-65）下面对式（3-65）的谐波系数进行计算：（a）当m=0和n=0时由式（3-23）、式（3-48）可得（3-66）（b）当m=0和n≠0时若且当n≠1，在n=2，4，6，…，∞时，则有（3-67）若且当n≠1，在n=3，5，7，…，∞时，则有（3-68）若且当n=1时，根据式（2-30）、式（3-56）可得（3-69）根据式（3-38）、式（3-62）、式（3-65）、式（3-66）、式（3-69），在线性调制区，可以获得多电平变换器输出电压谐波的通用解析表达式。总的谐波表达式（3-65）可以进一步简化为（3-70）在线性调制区，M≤1，≤N＇，此时存在（3-71）根据式（3-70）式（3-71），可以得到基于载波垂直分布的任意多电平谐波表达式，并且，由式（3-70）可看出，在线性调制区中，任何谐波表达式均不含基波谐波，基波幅值与调制度M成正比。至于载波及载波倍数的谐波、载波倍数的边带谐波是否包含，这要视载波之间的相互相位关系而定。当调制度M>1时，调制波处于过调制区域，此时=N＇。过调制区与线性调制区显著的区别在于y≠0，而且有（3-72）因此，虽然谐波系数与线性调制区是不同的概念，但计算的思想是完全一致的。在过调制区存在（3-73）根据式（3-2），在过调制区多电平输出电压谐波的通用解析表达式可表示为（3-74）式中，（3-75）下面对式（3-75）中的A0n进行计算：当n=1时（3-76）在n=2，4，6，…，∞时，则有（3-77）在n=3，5，7，…，∞时，则有（3-78）所以有（3-79）由式（3-79）可知，在过调制下，由于A0n≠0，因此在输出电压的频谱中，存在基波的奇次谐波，基波的幅值与调制度M线性关系不再存在。式（3-73）、式（3-74）、式（3-79）构成了在过调制区时完整的多电平谐波解析表达式。上述是对基于载波垂直分布调制策略的通用分析，实际应用中，载波相位之间具有特定的关系。根据载波之间相位关系的不同，可以分为具有特定载波初始相位的三种调制策略，即APOD、POD、PD，下面对这三种调制策略的谐波特性进行分析。（1）APOD调制策略谐波解析表达式对于所有相邻的载波相位相反的APOD调制方式，正、负半波的载波初相角如图3-12所示为p,i=(i-1)，e,i=i，代入式（3-70）可得（3-80）式中，图3-12APOD调制策略初相角示意图（3-81）（3-82）在式（3-82）中，k，n必须同时为奇数，否则式（3-82）为0，所以，式（3-82）可变为（3-83）在过调制区，将式（3-71）代入式（3-83）得（3-84）在线性调制区，将式（3-71）代入式（3-83）得（3-85）在式（3-85）中，由于当n=2n'时，sin(n/2)=0，所以有n=2n'-1，（n'=0，±1，±2，…，±∞），因此式（3-85）可以进一步简化为（3-86）根据式（3-79）、式（3-80）、式（3-84），在过调制区，APOD的谐波解析表达式为（3-87）式中，A0n如式（3-79）所示，Amn_APOD为（3-88）根据式（3-80）、式（3-86）在线性调制区，APOD的谐波解析表达式为（3-89）式中，Amn_APOD为（3-90）由式（3-87）、式（3-89）可知，APOD调制策略谐波分布特点如下：①在线性调制区，输出电压中只存在载波倍数的边带谐波，不含载波及其倍数的载波谐波；②过调制区的谐波特性与线性调制区相比，增加了基波的奇次谐波，除此之外，谐波分布特性与线性调制区一样，但谐波幅值是不相同的；③等效载波频率仍为fc，没有发生改变。由于Bessel函数的性质，谐波幅值将会随着输出电平数的增加而减少。（2）POD调制策略谐波解析表达式对于正载波与负载波相位相反的POD调制策略，正、负半波的载波初相角如图3-13所示为p,i=，e,i=0，代入式（3-70）得图3-13POD调制策略初相角示意图（3-91）式中，（3-92）（3-93）根据式（3-92）、式（3-93）可得（3-94）在式（3-94）中，k，n只能为奇数，否则，式（3-94）为零。下面分两种情况讨论：（a）当m为偶数，n为奇数时（3-95）在线性调制区，将式（3-71）代入式（3-95）可得（3-96）在过调制区，将式（3-73）代入（3-95）可得（3-97）（b）当m为奇数，n为奇数时（3-98）在线性调制区，将式（3-71）代入式（3-98）可得（3-99）在过调制区，将式（3-73）代入式（3-98）可得（3-100）在线性调制区，根据式（3-91）、式（3-96）、式（3-99）可得POD调制策略的谐波解析表达式为（3-101）式中，Amn_POD_1为（3-102）Amn_POD_2为（3-103）在过调制区，根据式（3-97）、式（3-100）可得POD调制策略的谐波解析表达式为（3-104）式中，A0n如式（3-79）所示，Amn_POD_1为（3-105）Amn_POD_2为（3-106）根据式（3-101）、式（3-104）可得POD调制策略的特点如下：①在线性调制区，输出电压谐波中不会产生载波倍数的谐波，只存在载波倍数的边带谐波；②与线性调制区相比，在过调制区，输出电压谐波中增加了基波的奇次谐波；③等效载波频率没有提高，但随着电平数的增加，谐波幅值随之减少。（3）PD调制策略谐波解析表达式对于所有载波相位相同的PD调制策略，正、负半波的载波初相角如图3-14所示为p,i=e,i=0，代入式（3-70）可得（3-107）图3-14PD调制策略初相角示意图（1）当m=2，4，6，…，∞时（3-108）（3-109）在式（3-109）中，当n=±1，±3，±5，…，±∞；k=1，3，5，…，∞时，式（3-109）不为零，因此，式（3-109）可被进一步简化为（3-110）在过调制区，将式（3-73）代入式（3-110）可得（3-111）在线性调制区，将式（3-71）代入式（3-110）可得（3-112）（2）当m=1，3，5，…，∞时（3-113）（3-114）当k为偶数时，F1+F2=0；且当k为奇数，n为奇数时，F1+F2=0。因此，k=1，3,5，…，∞；n=0，±2，±4，±6，…，±∞。显然，k≠|n|，由此可得（3-115）在过调制区域时，将式（3-73）代入式（3-115）可得（3-116）在线性调制区域内，将式（3-71）代入式（3-115）可得（3-117）根据式（3-111）、式（3-116），可得PD调制策略在过调制区的谐波解析表达式为（3-118）式中，A0n如式（3-79）所示，Am0_PD为（3-119）Amn_PD_1为（3-120）Amn_PD_2为（3-121）根据式（3-112）、式（3-117），可得PD调制策略在线性调制区的谐波解析表达式为（3-122）式中，Am0_PD为（3-123）Amn_PD_1为（3-124）Amn_PD_2为（3-125）根据式（3-118）、式（3-122）可以归纳出PD调制策略的谐波分布特点如下：①在线性调制区，谐波包括奇次载波倍数的谐波、奇次载波倍数的偶次边带谐波、偶次载波倍数的奇次边带谐波。谐波不包括偶次倍数的谐波、偶次倍数的偶次边带谐波、奇次倍数的奇次边带谐波；②由式（3-122）可知，该调制策略同样不会提高等效载波频率，但随着电平数的增加，谐波的幅值会随之减少；③过调制区的谐波特性与线性调制区相比，输出谐波中增加了基波的奇次谐波；④奇次载波倍数的谐波在三相系统中，由于相与相之间的载波相位没有偏移，因此，在线电压中，不存在奇次载波倍数的谐波。3）基于载波水平分布的多电平调制策略分析近些年来，基于移相技术的多载波SPWM调制策略已经用于变频器，但是对于输出阶梯波电压频谱的理论分析，还存在一些不清晰的方面，因此，有必要明确其输出电压谐波