单端反激式开关电源主电路设计

1 单端反激式开关电源主电路设计 1 绪论 1.1 课题背景 本课题主要掌握反激式 PWM 高频开关电源的工作原理。电源在一个 典型系统中担当着非常重要的角色。从某种程度上，可以看成是系统的心 脏。电源给系统的电路提供持续的、稳定的能量，使系统免受外部的侵扰， 并防止系统对其做出伤害。所以，本课题主要是用 UC3842 设计反激式开 关电源从而得到平稳的直流输出，实现设计一个稳定的电源输出。 据统计，1999年，全球开关电源的市场规模达 166亿美元。模块电源 作为开关电源的一个分支，在通信、汽车、电力控制以及军事等领域中占 有重要的地位。在国内，由于信息、家电领域，特别是电信领域的迅猛发 展，推动了电源市场的发展。预计中国开关电源市场总额在 70亿元人民币 以上，模块电源所占比例将越来越大。开关电源高频化是其发展的方向， 高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是 在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开 关电源的发展与应用在节约能源，节约资源及保护环境方面都具有重要的 意义。UC3842是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电路，与电压控 制方式相比在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。该电路主要 特点有：内含欠电压锁定电路，低起动电流（典型值为 0.12mA），稳定的 内部基准电压源，大电流推挽输出（驱动电流达 1A），工作频率可到 500kHz， 自动负反馈补偿电路，双脉冲抑制，较强的负载响应特性[6]。 本设计要求电源的输入为电网电压，经滤波后进入单相二极管整流桥， 再经大电容滤波得到直流高压，通过 PWM 控制，在反激变换器的变压器 二次侧得到高频矩形波电压，再经滤波得到平稳的直流输出。而本人主要 研究主电路的设计、电路仿真和绕制高频变压器，高频变压器采用 EE25型 磁心，配 10引脚的骨架，用直径为 0.38mm的漆包线绕制。在得到比较可 靠地结果后，完成实物图的制作工作。 1.2 PWM开关电源 1.2.1 开关电源原理 在线性电源中，让功率晶体管工作在线性模式，与线性电源不同的是， PWM开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态。在这两种状态下， PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 2 加在功率晶体管上的伏安乘积总是很小的（在导通时，电压低、电流大； 关断时，电压高、电流小）。功率器件上的伏安乘积就是功率半导体器件上 所产生的损耗。 与线性电源相比，PWM开关电源更为有效的工作过程是通过“斩波”， 即把输入的直流电压斩成幅值等于输入电压幅值的脉冲电压来实现的。脉 冲的占空比是开关电源的控制器件来调节。一旦输入电压被斩成交流方波， 其幅值就可以通过变压器来升高或降低。通过增加变压器的二次绕组数就 可以增加输出的电压组数。最后这些交流波形经过整流滤波后就得到直流 输出电压。 控制器的主要目的是保持输出电压稳定，其工作过程与线性形式的控 制器很类似。也就是说控制器的功能模块电压参考和误差放大器，可以设 计成与线性调节器相同。它们的不同之处在于，误差放大器的输出（误差 电压）在驱动功率管之前要经过一个电压脉冲转换单元。 开关电源的典型结构如图 1.1 所示，其工作原理是:电网电压进入电源 首先经整流和滤波转为高压直流电，然后通过开关电路和高频开关变压器 转为高频率低压脉冲，再经过整流和滤波电路，最终输出低电压的直流电 源。同时在输出部分有一个电路反馈给控制电路，通过控制 PWM 占空比 以达到输出电压稳定。 输入滤波 整流滤波 高频变压器 输出整流滤波 辅助电源 控制电路 保护动作电路 检测 输出直流AC 图 1.1 开关电源的典型结构 开关电源由以下 4 部分构成： ○1 主电路：从交流电网输入，到直流输出的主要电路。主要包括输入 电磁干扰滤波器、输入整流滤波器、高频变压器、功率开关管和输出整流 滤波器。 ○2 控制电路：包括输出端取样电路、反馈电路和脉宽调制器（或者通 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 3 /断控制电路）。 ○3 检测及保护电路：检测电路有过电流检测、过电压检测、欠电压检 测、过热检测等，保护电路可分为过电流保护、过电压保护、欠电压保护、 箝位保护、过热保护、自动重启动、软启动、缓启动等多种类型。 ○4 其他电路：如锯齿波发生器、偏置电路、光耦合器等。 开关电源就是用通过电路控制开关管进行高速的道通与截止。将直流 电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组 或多组电压。开关电源按控制原理来分类，大致有脉冲宽度调制式简称脉 宽调制（Pulse Width Modulation，缩写为 PWM）式；脉冲频率调制方式简 称脉频调制（Pulse Frequency Modulation，缩写为 PFM[11]）式；混合调制方 式（它属于 PWM和 PFM的混合方式）。两种调制波形如图 1.2。 t t T1 T2 U0 U0 （a）脉宽调制 t t T T U0 U0 （b）脉频调制 图 1.2 两种控制方式的调制波形 其中，脉冲宽度调制式，简称脉宽调制（Pulse Width Modulation，缩写 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 4 为 PWM[11]）式。其主要特点是固定开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占 空比，实现稳压目的，其核心是脉宽调制器。开关周期的固定为设计滤波 电路提供了方便。但是，它的缺点是受功率开关最小导通时间的限制，对 输出电压不能作宽范围调节。此外，输出端一般要接假负载（亦称预负载）， 以防止空载时输出电压升高。目前，大多数的集成开关电源采用 PWM 方 式[1][2]。 1.2.2 开关电源现状及发展趋势 电源是各种电子设备必不可少的组成部分，它的性能的好坏直接影响 到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源 分为线性电源和开关电源两大类。线性稳压电源亦称串联调整式稳压电源， 其稳压性能好，输出纹波电压很小，但它必须使用笨重的工频变压器与电 网进行隔离，并且调整管的功率损耗较大，致使电源的体积和重量大、效 率低。开关电源被誉为高效节能电源，它是利用现代电力电子技术，通过 控制开关通断的时间比率来维持输出电压稳定的一种电源，具有体积小、 重量轻、功率小、效率高、纹波小、噪声低、易扩容、智能化程度高等优 良特性，广泛应用于计算机、电视机、摄像机等电子设备上。由于结构上 有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调 整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器。它代 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 着稳 压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。目前，在我国通信、 信息、家用电器等领域，普遍采用了开关电源。其中，通信 DC/DC电源是 增长速度最快的一部分。程控交换机市场经过几年的发展之后趋于平稳， 移动通信已成为发展热点。 目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计 算机为主导的各种终端设备、通信设备中。而随着近些年来科学技术的不 断发展，开关电源技术在实际需要的推动下快速的发展，具体的发展趋势 可以总结为以下几个方面： ○1 高频化 开关频率的提高有利于开关电源的体积减小，重量减轻，动态响应得 到改善。早期开关电源的频率仅为几千赫兹，随着电力电子器件及磁性材 料性能的不断改进，开关频率渐渐地提高。在这个过程中，绝缘栅双极晶 体管（IGBT）的出现，使得开关电源的容量不断增大，在许多中等容量范 围内，迅速取代了晶闸管相控电源。并且，IGBT的开关速度很高，通态压 降低。但是，随着开关频率的提高，电源的电磁干扰问题也变得突出起来。 如何在提高开关频率的情况下，最大限度的减少电磁干扰对电源的影响， PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 5 是一个摆在科研工作者面前的急需解决的问题。 ○2 非隔离 DC/DC技术 近年来，非隔离 DC/DC技术发展迅速。它们基本上可以分成两大类： 一类在内部含有功率开关元件，称 DC/DC转换器。另一类不含功率开关， 需要外接功率MOSFET，称 DC/DC控制器。按照电路功能划分，有降压的 STEP-DOWN、升压的 BOOST，还有能升降压的 BUCK-BOOST 或 SEPIC 等，以及正压转成负压的 INVERTOR等。其中品种最多，发展最快的还是 降压的 STEP-DOWN。根据输出电流的大小，分为单相、两相及多相。控 制方式上以 PWM 为主，少部分为 PFM。目前一套电子设备或电子系统由 于负载不同，会要求电源系统提供多个电压挡级。如台式 PC 机就要求有 +12V、+5V、+3.3V、-12V 四种电压以及待机的+5V 电压，主机板上则需 要 2.5V、1.8V、1.5V甚至 1V等。一套 AC/DC中不可能给出这样多的电压 输出，而大多数低压供电电流都很大，因此开发了很多非隔离的 DC/DC。 ○3 数字化 高频开关电源的另一发展趋势是数字化。过去在传统功率电子技术中， 控制部分是按模拟信号来设计和工作的。随着数字处理技术的发展成熟， 其优点明显便于计算机处理控制、避免模拟信号的畸变失真、减小杂散信 号的干扰，提高抗干扰能力、便于软件包的调试和遥感遥测遥调，也便于 自诊断、容错等技术的植入等。这类电源大体上包括两个部分，即硬件和 软件。其中，硬件部分包括 PWM 的逻辑部分，时钟、放大器环路的模数 转换，数模转换以及数字处理、驱动、同步整流的检测和处理等。而在软 件方面可以通过 DSP或热待机状态，有效调整系统工作点，使系统处于最 佳效率工作点。比如艾默生网络能源公司的通信电源休眠节能技术，就是 使电源系统根据系统的负载情况和系统当前模块的工作情况，通过合理的 逻辑判断和控制，在保证系统冗余安全的条件下，有选择的打开或休眠部 分模块，使系统工作在最佳效率点，节能效率显著。通过采用以上节能方 案优化通信电源系统设计，可将目前业界在网应用的通信电源的实际工作 效率低载时提高 7～8 个百分点，高载时提高 3～4 个百分点，从而使基站 内通信电源达到直接节能与间接节能的目的。 ○4 低噪声和良好的动态响应 开关电源的缺点之一是噪声大。单纯追求高频化，噪声也会随之增大。 采用部分谐振转换电路技术，既可以提高频率，又可以降低噪声[6][9]。 1.3 反激式变换器 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 6 1.3.1 反激变换器的工作原理 反激变换器的工作原理如下图 1.3。从图 1.3上可以看出当高压开关管 Q被 PWM脉冲激励而导通时，输入电压便会施加到高频变压器的原边绕组 Np上，由于变压器 T1副边的整流二极管 D1反接，副边绕组 Ns上没有电 流流过；当高压开关管 Q关断时，副边绕组 Ns上电压极性颠倒，整流二极 管 D1 被正偏，高压开关管 Q 导通期间储存在变压器中的能量便会通过整 流二极管 D1 向负载释放。这种变换器在高压开关管 Q 导通期间只存储能 量，在截止期间才向负载传递，高频变压器在工作过程中既是变压器又相 当于一个储能用电感。输出端加一个由电感器 Lo和两个 Co电容组成的一 个低通滤波器，变压器初级需要有 Cr，Rr和 Dr组成的 RCD漏感尖峰吸收 电路。 Cr +Vin T1 D1 Lo Vo Cr CoCo D2 NsCrRr Dr Q 图 1.3 反激变换器的工作原理 1.3.2 反激变换器的工作模式 反激变换器有电流断续、电流临界连续以及电流连续 3 种工作模式。 在电流断续模式下，导通期间储存在初级绕组中的能量，在下一个周期开 始前完全传递到次级和负载上，当次级电流回零时与下一个周期的开始之 间存在一个死区时间。在电流临界连续模式下，次级电流回零时刚好是下 一个周期的开始时刻，是一种无死区时间的临界状态。在电流连续模式下， 下一个周期开始时，次级仍有剩余能量，次级电流没有回零，反激变换器 可工作在不同模式下，但特性不同。 ○1 断续模式具有更高的电流峰值，在关断期间具有更高的输出电压尖 峰。线圈的铜损要大一些，铁耗也大。连续模式下输出电压尖峰小，因变 换器传递函数存在右半平面零点，只有大幅降低带宽才能使反馈环稳定。 ○2 断续模式下的负载瞬态响应更快，在相同输出功率下，初级感抗比 连续模式下初级感抗小，使得高频变压器体积较小。 ○3 断续模式下二极管的反向恢复时间不是十分重要，因为在施加反向 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 7 电压之前正向电流为零，未出现由二极管反向恢复引起的振铃现象，传导 EMI噪声比较小。 ○4 断续模式一般用于负载变化小的场合。负载变化大的场合让变换器 在小电流时工作并保持断续模式，大电流时工作并保持连续模式，以减小 电感体积[4]。 1.4 单相二极管整流桥 单相二极管整流桥如下图 1.4所示，其工作原理是：二极管 VD1和 VD4 组成一对桥臂，在 2u 正半周承受电压 2u ，得到触发脉冲即导通，当 2u 过零 时关断。VD2 和 VD3 组成另一对桥臂，在 2u 正半周承受电压- 2u ，得到触 发脉冲即导通，当 2u 过零时关断[8]。 + U2 - VD1 VD3 VD2VD4 RL + U0 - + U1 - + U2 - + Uo - RL io π 2π 3π ωt uo iD π π π 2π 2π 2π 3π 3π 3π ωt ωt ωt ωt u2 iD1.iD3 iD2.iD4 uD2.uD4 uD1.uD3 uD 1.414u2 0 0 0 0 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 8 图 1.4 单相桥式整流电路接电阻负载时的电路及波形 1.5 缓冲电路（吸收电路） 缓冲电路又称吸收电路，如图1.5所示。其作用是抑制电力电子器件的内 部过电压、du/dt，或者过电流和di/dt，减小器件的开关损耗。 缓冲电路可分为关断缓冲电路和开通缓冲电路。关断缓冲电路又称为 du/dt抑制电路，用于吸收器件的关断过电压和换相过电压，抑制du/dt，减小 关断损耗。开通缓冲电路又称为di/dt抑制电路，用于抑制器件开通时的电流 过冲和di/dt，减小开通损耗。 另一种分类方法：缓冲电路中储能元件能量如果消耗在其吸收电阻上， 则称其为耗能式缓冲电路；如果缓冲电路将其储能元件的能量回馈给负载或 电源，则称其为馈能式缓冲电路，或称为无损吸收电路[3]。 t 图 1.5 di/dt抑制电路和充放电型 RCD缓冲电路及波形 1.6 反激式开关电源的优缺点 由于反激式开关电源仅在控制开关关断期间才向负载提供能量输出， 当负载电流出现变化时，开关电源不能立刻对输出电压或电流产生反应， 而需要等到下个工作周期时，通过输出电压取样和调宽控制电路的作用， 开关电源才开始对已经过去了的事件进行反应（即改变占空比），因此，反 激式开关电源输出电压的瞬态控制特性相对来说比较差。有时，当负载电 流变化的频率或相位正好与取样、调宽控制电路输出电压的延时特性在相 位保持一致的时候，反激式开关电源输出电压可能会产生抖动。这种情况 在电视机开关电源中最容易出现。 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 9 反激式开关电源变压器的铁心一般都需要留一定的气隙，一方面是为 了防止变压器的铁心因流过变压器初级线圈的电流过大，容易产生磁饱和； 另一方面是因为变压器的输出功率大小，需要通过调整变压器铁心的气隙 和初级线圈的匝数，来调整变压器初级线圈的电感量大小。因此，反激式 开关电源变压器初、次级线圈的漏感都比较大，从而会降低开关电源变压 器的工作效率，并且漏感还会产生反电动势，容易把开关器件击穿。 反激式变压器开关电源的优点是电路比较简单，比正反激式变压器开 关电源少用一个大储能滤波电感，以及一个续流二极管。因此，反激式变 压器开关电源的体积要比正激式变压器开关电源的体积小，且成本也要降 低。此外，反激式变压器开关电源输出电压受占空比的调制幅度，相对于 正激式变压器开关电源来说要高很多。因此，反激式变压器开关电源要求 调控占空比的误差信号幅度比较低，误差信号放大器的增益和动态范围也 比较小。由于这些优点，目前反激式变压器开关电源在家电领域中还是被 广泛使用。 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 10 2 开关电源控制芯片 UC3842 2.1 UC3842的性能 UC3842是由 Unitrode公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛 的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调 节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的电流信号与 误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟 随误差电压的变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此， 开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理 想的新型的控制器。UC3842是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电 路，与电压控制方式相比在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。 该电路主要特点有：内含欠电压锁定电路，低起动电流（典型值为 0.12mA）， 稳定的内部基准电压源，大电流推挽输出（驱动电流达 1A），工作频率可 到 500kHz，自动负反馈补偿电路，双脉冲抑制，较强的负载响应特性。 2.2 UC3842的内部结构及引脚 2.2.1 UC3842的内部结构 UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片， 其内部组成框图如图 2.1所示。由图可知，它主要包括高频振荡、误差比较、 欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。UC3842主要用于高 频中小容量开关电源，用它构成的传统离线式反激变换器电路在驱动隔离 输出的单端开关时，通常将误差比较器的反向输入端通过反馈绕组经过电 阻分压得到的信号与内部 2.5V基准进行比较，误差比较器的输出端与反向 输入端接成 PI补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压进行比较， 从而控制 PWM序列的占空比，达到电路稳定的目的。 UC3842的主要特点是： ○1 良好的负载调整率，因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化 而造成的输入电压变化。 ○2 电压调整率好，可达到 0.01%/V，这是由于输入电压的变化可立即 反映为变压器原边电流的变化，它不经过任何误差放大器就能在比较器中 改变输出脉冲宽度，再加上一级输出电压至误差放大器控制，能够使电压 调整率更好。 ○3 过流保护电路的简化由于采样电阻上的信号对应变压器原边电流 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 11 的峰值，所以形成逐个脉冲限流电路，只要采样电阻上电压达到 1V，脉宽 调制器就立即关闭，而这种峰值电流检测技术可以灵敏地、精确地限制输 出的最大电流。 ○4 误差放大器补偿电路简单，稳定度提高并改善了频率响应，这是由 于采样电阻上检测的峰值电流值能代表其平均值大小，整个电路可以看作 一个误差电压控制源，变换器由双极点变为单级点。 ○5 采用电流环的自动稳流电流峰值控制可改善开关调节系统的稳定 性和瞬态特性，当系统受到扰动影响时，只要被检测的电流发生变化，就 立即反映到控制电路中，使之自动调节，而不会像单环调压系统那样要等 输出电压发生变化后，才调节控制端，双闭环控制系统很好地提高了稳压 电源的响应速度。 ○6 欠压锁定电路其开启电压为 16V，关闭电压为 10V，UC3842 的电 源可以由高压直流电通过一个降压电阻来提供，6V的启动关闭电压回差可 以有效地防止电路在阀值电压附近工作时的振荡。在 UC3842 的输入端设 有一个 36V齐纳管，保证内部电路绝对工作在 36V以下，防止可能高压带 来的损坏。 ○7 图腾柱式输出，UC3842输出给开关管的平均电流为±200mA，最大 峰值电流可达 1.0A，输出低电平为 1.6V，输出高电平为 13.4V，故适合驱 动双极晶体管或者 MOSFET。芯片内部设置有 PWM 锁存器，可保证输出 端在每个振荡周期内仅出现一个单控制脉冲，防止噪声干扰和功率管的超 功耗[8]。 衰减电路 欠压锁定电路 振荡器 R S 门 电 路 输 出 5V基准源 误差放大器 （2）Vfb （1）com（3）ken （4）RT/CT （6）OUT PWM锁存 （8）Vref VULO (7)VCC 34V (5)GND 2.5V 内部偏置 衰减电路 电流比较器 Vref VCC OUT GND COM Vfb Isen RT/CT 引脚图 图 2.1 UC3842引脚图和内部电路 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 12 2.2.2 UC3842的引脚功能 UC3842的引脚图如图 2.1，其中 1脚 COMP是内部误差放大器的输出 端，通常此脚与 2脚之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。 2脚 FEED BACK是反馈电压输入端，此脚与内部误差放大器同向输入端的 基准电压（一般为±2.5V）进行比较，产生控制电压，控制脉冲的宽度。2 脚 ISENSE 是电流传感端。在外围电路中，在功率开关管的源极串接一个 小阻值的取样电阻，将脉冲变压器的电流转换成电压，此电压送入 3 脚， 控制脉宽。此外，当电源电压异常时，功率开关管的电流增大，当取样电 阻上的电压超过 1V时，UC3842就停止输出，有效地保护了功率开关管。4 脚 RT/CT是定时端。锯齿波振荡器外接定时电容 C和定时电阻 R的公共端。 5脚 GND是接地。6脚 OUT是输出端，此脚为图腾柱式输出，驱动能力是 ±1A。这种图腾柱结构对被驱动的功率管的关断有利，因为当三极管 VT1 截止时，VT2 导通，为功率管关断时提供了低阻抗的反向抽取电流回路， 加速功率管的关断。7 脚 Vcc 是电源。当供电电压低于+16V 时，UC3842 不工作，此时耗电在 1mA以下。输入电压可以通过一个大阻值电阻从高压 降压获得。芯片工作后，输入电压可在+10V～+30V 之间波动，低于+10V 停止工作。工作时耗电约为 15mA，此电流可通过反馈电阻提供。8脚 VREF 是基准电压输出，可输出精确地+5V基准电压，电流可达 50mA[10]。 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 13 3 反激式变换器的高频变压器设计 3.1 开关电源变压器的绕线技术 3.1.1 绕组符合安全规程 磁性元件的设计是一个优秀的开关电源设计的关键。合理的磁性元件 电气和物理的设计对每一个开关电源工作的可靠性有极大的影响。已有多 部介绍磁性元件原理和设计的著作，而本次是从开关电源设计实用手册的 角度来介绍磁性元件的设计。由于开关电源是磁性元件一个特定的应用场 合，所以磁性元件的设计过程可以大大地简化。这样一来不需要理解磁性 元件设计的各个方面的细节，可以最快地完成设计。 开关电源变压器的物理绕线方法是很重要的，它会使电源性能差别很 大。好的绕线方法可以使电源性能变得非常好，反之也可以使电源噪声很 大，性能变差。开关电源变压器与 50/60Hz 的工频变压器相比，设计要求 更为苛刻。 变压器的绕制，主要有三个方面的因素要考虑： ○1 电源是否必须符合所有的安全 规范 编程规范下载gsp规范下载钢格栅规范下载警徽规范下载建设厅规范下载 。 ○2 绕组之间耦合要好。 ○3 所有绕组的漏感应尽可能小。 这些因素有些是相互影响的，所以需要采取折中办法。 如果开关电源的输入电压峰值高于 40V，就要受到一个或多个国际安 全规程组织所制订的规程约束。这些组织一般互相借鉴对方的安全规程， 但设计者仍要再查看自己产品所销往的市场对这方面的要求。国际电工委 员会（IEC）是这些 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 的主要制订者，其标准为所有欧洲共同体的安全规 程组织所采用。其余的安全规程组织，如美国 UL、加拿大标准机构（CAS）、 和日本的 VCCI 一起努力，在 IEC 标准的基础上采用统一的安全规程。这 将使同一套标准在全世界范围都可使用。在每个国家，不同的市场也有不 同的标准。市场的不同，也是 IEC标准要努力协调的一部分。 在“离线式”或输入交流电压 90～260V的开关电源中，通常使用的磁 心是 E-E型磁心和从 E-E型磁心派生出来的一些磁心。这些磁心都有骨架， 这使得它们制造比较容易。安全规程组织对变压器结构的要求是很明确的。 爬电距离或输入绕组和输出绕组表面的距离不能小于 4mm。为了满足这个 要求，变压器制造者可以在骨架中绕线区的两端放置 2mm厚的绝缘带，把 绕线绕在边沿的带子之间。这些边沿的带子在绝缘的绕组之间总共增加了 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 14 4mm的距离。常见的符合 IEC标准的变压器如图 3.1所示。 厚度缘带 2mm 6mil聚酯薄膜带 3层 绝缘套管 1/2一次绕组 二次绕组 1/2一次绕组 骨架 W1 图 3.1 符合 IEC的交错离线式变压器 导线从骨架中引出的时候也要绕上绝缘带，这也是由于标准规定导线 通过这 4mm 空间时的要求。输入和输出端之间也要有 4mm 的距离，也就 是它们之间的爬电距离要比这个大。这可以通过骨架上输出端模压成“固 定槽”或类似的结构来实现。输入的两个极性直流的正负端，相线与零线 之间的爬电距离最少要有 3.2mm。 表面的电导率随着它工作时所处的环境和平均湿度的长期影响而变 化。上面提到的爬电距离要随着应用场合的不同而改变。设计者一定要参 考适用的技术规范。额外增加的绝缘带、绝缘套管和引出端距离使最后的 变压器成品体积更大，成本也增加。这是由于这些都是手工操作，需要花 费很多时间[5]。 3.1.2 低漏感的绕制方法 减小绕组漏感有多种 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 和绕制技巧可选择。漏感是指没有耦合到磁 心或其他绕组的可测量的电感量。它的影响就像一个独立的电感串接在绕 组的引线上一样。它是导致功率开关管漏极或集电极和输出二极管阳极上 的尖峰的原因。这是由于它的磁通无法被二次绕组所匝链。 对于已选定的磁心和计算好的绕组，可以根据式（3.1）估算漏感。 2 1 1 ( ) 100 3 mt x w leak ins K L n bL T W = + 式（3.1） 式中K─取 3； mtL —整根绕线绕在骨架上平均每匝的长度，单位为 m； xn —绕组所包含的匝数； 1W —绕组的宽度，单位为 m； PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 15 insT —绕线的绝缘厚度，单位为 m； wb —制作好的变压器所有绕组的厚度，单位为 m。 公式 小学单位换算公式大全免费下载公式下载行测公式大全下载excel公式下载逻辑回归公式下载 给出了影响绕组漏感的主要因素。变压器设计者能够控制的主要 因素是选择磁心中柱长的磁心。绕组越宽，漏感越小。一次二次耦合的好 坏对一次漏感也有很大的影响。这点可以从把一次绕组分成两半，二次绕 组夹在中间或交错在中间的绕法中看出来。 另外一个比较麻烦的变压器寄生参数是线圈的匝间电容，这可以分布 在整个绕组各个线圈之间的小电容来表示。一次输入电压较高的变压器， 绕线间的分布电容是一个问题。特别是离线式或高输入电压的开关电源中， 这个问题就更突出了。这个寄生电容是由于同一绕组邻近线圈的电位不同 而引起的。式（3.2）表示的就是一个绕组中两匝之间存储的能量，并且这 个公式说明了这些电容产生的原因。在开工转换时，这个能量就以尖峰的 形式释放。 2 ( ) 0.0194 2ln( ) stored VE s d = 式（3.2） 式中 s—绕组之间的距离，单位为 m； d—导线直径，单位为 m。 如果线圈一层接着一层来回绕，分布电容存储的能量就很大。最后， 线圈间的电压差也很大，甚至有可能接近绝缘击穿电压。这会得到很糟的 结果。图 3.2所示的就是三种不同的绕制方法。 C） +VimGND C） C） GND a） b） +Vim 10 9 8 7 6 54321 3 5） 7 9 11 1086421 a)直接绕法 b)累进式绕法 c)分开骨架的方法 （差） （很好） （好） 图 3.2 减少匝间电容的绕线方法 这些减小分布电容的绕制方法可以极大地减小导线间的绝缘压力，减 小了相邻线圈间由于绝缘被击穿而产生电弧的可能性。 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 16 3.1.3 变压器紧密耦合的绕制方法 一次与二次，二次与二次绕组的紧密耦合，是变压器设计者最理想的 目标。 ○1 绞合绕法 这种方法是通过一对绞合的导线来增加绕组间的耦合。就是把两根或 更多的导线绞合在一起，然后把它们同时绕到骨架上。绞得太紧，容易损 坏绝缘层。这种方法保证所有的线绕在相邻近的位置，所有可以提供最好 的耦合效果。即使绕组的匝数不一样，绕组只有部分是绞合在一起的，这 种方法也有助于提高绕组间的耦合因数。 ○2 多线绕组法 这种绕线技术就是把两根或多根导线放在一起同时绕，不过并没有把 这些导线绞合在一起，大部分时候是把它们紧挨在一起的。 当然，如果一次电压峰值高于 40V 时，不能用多线绕组或绞合绕组的 绕制方法来同时绕一次和二次绕组。输入电压低于 AC206V 时，安全规程 机构要求一次、二次绕组之间放三层 1mil的聚酯薄膜。这会破坏这两个绕 组间的耦合。为了提高一次、二次绕组之间的耦合，可以把这两个绕组交 错在一起（见图 3.1）。这种绕法比起只是简单把二次绕组绕在一次绕组上 的绕法，所花劳动量更大。因此，在一次、二次绕组匝数比超过 15-20：1 时候，推荐使用这种交错绕法。这就包括输入电压为 AC240V 或比这高而 输出电压不高于 DC+5V的电源。从图 3.3就可以看出，交叉绕法在输入电 压 AC480V的离线反激式电路中的效果。 变压器绕组安排方式 （交叉绕制） 1/2次绕组 二次绕组 1/2一次绕组 一次绕组 二次绕组 变压器绕组安排方式 （非交叉绕制） 图 3.3 在离线反激式变换器中交叉绕制方法对波形的影响 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 17 从这两张波形图中，容易看出它们之间的尖峰能量的区别。通常这些 能量消耗在一次侧的钳位或吸收电路中。 采用上述变压器绕线技术，尽管会增加变压器的成本，但是效果会比 较好，可以提高整个电源的性能。对于整个电源的长期运行来说，可以节 省资金。 3.2 确定磁心的尺寸 确定磁心的尺寸对于某个应用场合来说，选择磁心尺寸要考虑五个主 要因数： 因素 影响的参数 输出功率 cA （磁心横截面积） 磁通是双象限，还是单象限的 cA （磁心横截面积） 输入电压 wA （磁心窗口面积） 绕组数目 wA （磁心窗口面积） 绕线方式 wA （磁心窗口面积） 每个制造厂商都用自己不同的方法来确定磁心尺寸。有些是用图表的 方法，有些只是简单地说明在特定的应用场合下各种磁心可以传递能量， 还有些是用含义模糊的是式子来说明，这些式子采用不同的工程单位，会 使人困惑。下面介绍估计初始磁心尺寸的两种方法： 磁心尺寸选择方法 1 根据应用场合，确定功率是在表 3.1的哪个功率范围内。从符合要求的 磁心制造厂商中，选择尺寸最接近或稍大一点的磁心。 表 3.1 输出功率与大致的磁心尺寸的关系 输出功率/W MPP环形 磁芯直径/[in/(mm)] E-E、E-L等磁芯 （每边）/[in/(mm)] <5 0.65 (16) 0.5 (11) <25 0.80 (20) 1.1 (30) <50 1.1 (30) 1.1 (30) <100 1.5 (38) 1.8 (47) <250 2.0 (51) 2.4 (60) 磁心尺寸选择方法 2 这种方法首先假设变压器是单绕组。每增加一个绕组并考虑安全规则 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 18 要求，就需要增加绕线面积和磁心尺寸。它将综合影响磁心的“窗口利用 因数”。在确定基本的单绕组电感磁心尺寸时，可用这个窗口利用因数来调 整。 第一步是确定单绕组电感的磁心尺寸。这可以通过式（3.3）来求得。 3 max 0.68 10out w a c P dW A B f ´ = 式（3.3） 式中 wd — 一次绕组的导线截面积，单位为 cir mil或 2in ； maxB —工作时的最大磁通密度，单位为 T； f —工作频率； outP —电源的总输出功率。 用MKS（米—千克—秒）制时，使用下面公式： max 0.68 out w a c P dW A B f = 式（3.4） 式中 wd — 一次绕组的导线截面积，单位为 2cm ； maxB —工作时的最大磁通密度，单位为 T； f —工作频率； outP —电源的总输出功率，单位为W。 接下来要确定窗口利用因数，然后计算总的窗口利用因数。窗口利用 因数可以从表 3.2中得到。 表 3.2 变压器窗口利用因数 变压器情况 窗口利用因数 反激式变压器 1.1 一个二次绕组 1.2或 1.3 两个或多个二次绕组 1.2或 1.3 相互隔离的二次绕组 1.3或 1.4 满足 UL或 CSA标准 1.1或 1.2 满足 IEC标准 1.1或 1.2 法拉第屏蔽 1.1 可以利用下面式子把这些独立的窗口利用因数综合来： net a bK K K= ××× 式（3.5） 最后从下面式子可以得到变压器磁心的估计尺寸： a c net a cW A K W A= 式（3.6） PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 19 在美国，结果是用 4in 来表示的，而对于一个使用公制的系统是用 4m 来 表示。这两种单位制的转换如下： 4 6 41 2.402 10m in= ´ 式（3.7a） 4 7 41 2.402 10m in-= ´ 式（3.7b） 有些磁心制造厂家的数据手册给出了磁心参数 ca AW ，这和上面的计算 公式是一致的。要选择最接近或稍大一点的磁心。 也可以根据磁心制造厂家确定磁心尺寸的方法进行变压器设计。其实 本阶段变压器的设计只是一个粗略的估计。 3.3 反激式变压器的设计 反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组 是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量储存在磁心 材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗 折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理 量是电压、时间、能量。为了变压器可靠工作，就需要有气隙。 刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，满足 in onpk pri V TI L = 式（3.8） 用 fTon max¶= 代到上式中，移项整理后，用已知的电源工作参数，通过式 （3.9）可算出一次最大电感 fI V L pk in pri max(min) ¶= 式（3.9） 式中 max¶ —最大占空比（通常取 0.5）。 这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电 压所允许选择的最大电感值。 在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为； 2 2 pkpri stored IL E = 式（3.10） 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需要的最大功率， 可以使用下式： outoppkpricorein PfILP ñ= 2 )( 2 1 式（3.11） PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 20 磁心制造厂商为气隙长度提供了一个 lA 的参数。这参数是电感磁心线 上 1000 匝后的数据。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式（3.12） 计算方法确定。 L pri pri A L N 1000= 式（3.12） 式中 priL — 一次电感量，单位为 mH。 如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供 LA 的值，可用式（3.13）。 pk actualgap pri I lB N p4.0 )(max= 式（3.13） 式中 gapl —气隙长度； priN —最大的一次电感值，这个值就是在可以预计的最小的输入电压 下，在一个周期内能把所需能量存储到磁心的电感值。 根据式（3.14），输出最大功率时的二次绕组匝数。 (max)(min) (max) sec )1)(( ¶ ¶-+ = in fwdoutpri V VVN N 式（3.14） 式中 fwdV —预计的输出整流器的正向压降。 上式算出来的结果应该看作是最大的匝数，因为匝数越多的话，二次 电感量也越大，因此把磁心的能量释放完需要更长的时间。这样算出来的 结果往往不是整数，而很多磁心不支持带小数的匝数，这就要在磁心允许 的范围内选取最接近这个小数的整数。 现在考虑二次绕组的安排。设计者可能会选用自耦变压器式的二次绕 组或隔离式二次绕组。由于反激式的二次侧是半波整流的，所以非中间抽 头的绕组或全波整流桥是不能用的（见图 3.4）。一旦要设计的二次绕组的 绕法确定后，就要检查磁心的窗口面积是否能装下这个绕组[7]。 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 21 变压器 变压器 +Vout 地 -Vout 叠层式多组 变压器 a) b） +Vout1 地1和2 -Vout2 +Vout3 地3和4 -Vout4 单层式单组 + + +Vout1 -Vout4 地 -Vout3 +Vout2 a)有中间抽头的二次侧 b)相互隔离的二次侧 图 3.4反激式变压器二次绕组的安排 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 22 4 单端反激式开关电源-主电路设计 4.1 单端反激式开关电源主电路介绍 本次设计是基于前人的经验，对前人已设计好的电路加以修改，并在 Saber 开关电源仿真软件上完成电路图的绘制和实现仿真，其电路图为图 4.1。该电路用了单路调制输出的集成芯片 UC3842，线性光电耦合器 PC817， 可调式精密并联稳压器 TL431共三片集成电路。 图 4.1 反激式开关电源原理图 PDF created with pdfFactory Pro trial version www.pdffactory.com 23 EMI 输入滤波器部分中，电网电压经过 3A 的保险管，再经安全电容 C16和大小为 220uH 的共模扼流圈 L1完成一次滤波。此处使用的共模扼流 圈实质上是一个双向滤波器：一方面要滤除信号上共模电磁干扰，另一方 面又要抑制本身不向外发出电磁干扰，避免影响同一电磁环境下其他电子 设备的正常工作。共模扼流圈可以传输差模信号，直流和频率很低的共模 信号都可以通过，而对于高频共模噪声则呈现很大的阻抗，所以它可以用 来抑制