高性能锁存比较器设计

高性能锁存比较器设计从前面流水线ADC的基本工作原理可以看出，流水线ADC的高分辨率是依靠多级量化来实现的。由于本文采用了冗余位校正技术，所以子ADC电路中比较器失调电压所引入的非线性误差完全可以通过数字校正电路得到减小，因此在比较器设计中大大放宽了对输入失调的要求。由于数字校正技术可以校正1/4Vref的误差[39]，所以对于1.5位/每级的结构来说，允许比较器有1/4Vref的失调误差，所以本文采用动态比较器以降低模数转换器的整体功耗。但是，动态比较器的回踢噪声比静态比较器大。为了提高比较器的转换速度，以及减小比较器的回踢噪声，本文加入预放大级，以隔离回踢噪声，并且由于预放大级把初始输入电压放大，减小了输出电压到达终值的时间，从而提高了比较器的速度，所付出的代价是增大了比较器的整体功耗。此外，要求预放大级有较大的增益，以增加比较器的速度。图1是本文所采用的带预放大级的动态锁存比较器，它由三级结构组成：第一级是由MN1~MN3,MP1~MP2构成的预放大级，第二级是由MN4~MN5，MP3~MP8构成锁存比较级，第三级是由MN6~MN8，MP9~MP12构成的锁存缓冲级。预放大级的作用有两个：一是将输入的差分信号放大，使得比较级电路的比较时间减少，同时减少了总体延时；二是放大差分信号，从而减小差分输入信号的失调电压。MN1是预放大级的尾电流源管，MN2和MN3是预放大级的输入管，MP1和MP2作为预放大级的两个有源负载，由于MP1和MP2采用二极管连接方式，所以预放大级的输出电阻很小，使得预放大级有很大的带宽和速度。比较器由两相非交叠时钟控制，其中CK1p,CK2p分别是CK1和CK2的超前相位时钟，CK1p_del是CK1p的延迟时钟，CK1p_del1是CK1p_del的反相时钟。图1带预放大级的动态比较器整体电路图图2比较器工作时序图锁存比较级电路是锁存比较器电路的核心，它通过正反馈原理，对预放大级放大后的输出信号进行判断，输出两个高低电平。MP3和MP6是锁存比较级电路的输入管，MP4和MP5管用作复位/比较控制，当锁存比较级正常工作时，MP4和MP5管截止，当锁存比较级复位时，MP4和MP5管导通，并向下注入电流，MP7~MP8，MN4~MN5两个互补交叉耦合对组成了锁存比较级的正反馈环路，它比单个的交叉耦合对具有更大的增益，使得比较级电路的速度更快，而且精度也较高。这种交叉耦合对的原理图如图3所示：VDDgndIIM1M2Vo1Vo2图3交叉耦合对原理图图3中M1、M2管构成的交叉耦合对的等效模型如图4所示，其中Vin1、Vin2为M1、M2漏端的初始电压，C1、R1与C2、R2分别是M1、M2管漏端到地的等效电容和电阻。在理想情况下，M1和M2可以认为是完全相同的，所以假设R1=R2=R，C1=C2=C，我们可以得到：2111oooiVVVVVsso图4交叉耦合对的等效模型其中，RC,，如果gmR>>1，上面的公式可化简为：1ioVVV2/()mgRtoVteVoi其中动态锁存比较器的时间常数是：30.672LmmCWLgRgICox根据上式我们可写出动态锁存比较器的传输延时的 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 达式：ln()2OHOLpLiVVtV其中，VOH，VOL是比较器输出能达到的高/低电平，gm是M1，M2的跨导。从上面两个公式可以看出，通过增大M1，M2的跨导能够减小比较器电路的传输延时，即增大输入级的电流，但这样做的话会增加功耗，所以在增大电流的时候还可适当的增大M1和M2的宽长比值（W/L），从而降低比较器电路的整体功耗，也实现了增大它的输入跨导的目的。为了满足锁存比较器的精度和速度的指标，所以假设inV是输入电压差值，当是0.1mV，比较器电路的传输时延应小于500ps。MOS晶体管的阈值电压失配与电流失配是比较器的失调电压主要来源[41]。它的标准差可以表示为：inV2osAVWL其中A是一个和生产工艺相关的阈值电压失调系数，根据公式可以看出，要减小失调电压，我们可以增大比较器电路的输入管的尺寸，但这样做的话会增大寄生电容，从而降低动态锁存比较器电路的信号传输速度，因为动态锁存比较器电路的传输时延是正比于3WL的，所以在满足比较器的速度要求的条件下，我们在设计其中的反馈管尺寸时，应取最小的沟道长度，和大的沟道宽度。锁存缓冲级的作用是将锁存比较级送来的输出信号转换成逻辑电平，以便与后级的数字电路相匹配。MN6，MP10和MP11是复位/比较控制管，当比较器复位时，MP10和MP11管导通，MN6管截止；当比较器进行比较工作时，MP10和MP11管截止，MN6管导通。MN7，MP9及MN8，MP12组成了两个反相器，增强比较器的驱动能力，并最终产生数字逻辑电平输出。C1，C2为输入电容。本文所采用的动态锁存比较器有两个工作模式：自零校正模式和比较模式。当处于自零校正模式时，CK2和CK2p为高电平，CK1，CK1p，CK1p_del和CK1p_del1为低电平，参考电压Vrefn和Vrefp分别接到预放大级的输入端，预放大级输入和输出短接，采样输入失调电压，锁存比较级和锁存缓冲级执行锁存功能，它将预放大级放大后的信号进一步放大并送入子DAC中；当处于比较模式时，CK2和CK2p为低电平，CK1，CK1p，CK1p_del和CK1p_del1为高电平，此时输入信号被输入到预放大级工作，并将输入差分信号放大，然后MP7~MP8的正反馈将预放大级的输出信号进一步放大到最终的数字电平附近，并将其锁存，在自零校正模式时送到锁存缓冲级，由锁存缓冲级送出数字逻辑电平。由于MP2~MP3管的隔离作用，减小了回踢噪声，提高了比较器的精度。图5带预放大级的互补交叉耦合对比较器的上升沿延时图5和图6分别是本文所采用的带预放大级的互补交叉耦合对动态比较器的传输延时仿真图，从图中可以看出，上升沿延时为208.936ps，下降沿延时为157.248ps。图6带预放大级的互补交叉耦合对比较器的下降沿延时图7和图8分别是不带预放大级时，比较器的传输延时，从图中可以看出，上升沿延时为221.908p，下降沿延时为158.496ps图7不带预放大级的比较器上升沿延时图8不带预放大级的比较器下降沿延时图9和图10分别是采用单个交叉耦合对时，比较器的传输延时，从图中可以看出，上升沿延时为303.89ps，下降沿延时为291.159ps图9单交叉耦合对的比较器上升沿延时图10单交叉耦合对的比较器下降沿延时表1是列出了不带预放大级，采用单个交叉耦合对以及采用了预放大级和互补交叉耦合对时比较器的传输延时，从表中可以看出，本文所采用的带预放大级的互补交叉耦合对动态比较器的上升时间比不带预放大级的动态比较器少13.032ps，比单个交叉耦合对的动态比较器少95.954ps，而下降时间比不带预放大级的动态比较器少1.248ps,比单个交叉耦合对的动态比较器少133.911ps。由此可见，增加预放大级可提高比较器的速度，使用互补交叉耦合对时比较器的速度比使用单交叉耦合对时的速度更快。图11不带预放大级的比较器的回踢噪声图11是不带预放大级的比较器的回踢噪声仿真，从图中可以看出，回踢噪声造成了一个幅度为201.9mV的向上的电压尖峰，和一个幅度为97.427mV的向下的电压尖峰。表1三种结构的动态比较器性能对比性能参数不带预放大级单个交叉耦合对带预放大级的互补交叉耦合对不带预放大级与带预放大级的差单个交叉耦合对与互补交叉耦合对的差上升沿延时（ps）221.908303.89208.93613.03295.954下降沿延时（ps）158.496291.159157.2481.248133.911图12是带预放大级的互补交叉耦合对比较器的回踢噪声仿真，从图中可以看出回踢噪声产生了一个幅度为2.54mV的向上的电压尖峰，和一个幅度为1.848mV的向下的电压尖峰。图12带预放大级的互补交叉耦合对比较器的回踢噪声图表2是带预放大级和不带预放大级时比较器的回踢噪声比较，从表中可以看出带预放大级比不带预放大级减小回踢噪声造成的向上和向下电压尖峰分别为198.46mV和95.579mV，可见，预放大级可以有效减小回踢噪声。表2带预放大级和不带预放大级时比较器的回踢噪声比较参数不带预放大级带预放大级不带预放大级与带预放大级的差值向上电压尖峰201.9mV2.54mV198.46mV向下电压尖峰97.427mV1.848mV95.579mV图13比较器的失调电压仿真图图13是比较器的失调电压的仿真，从图中可以看出比较器的失调电压为840.502pV。因此可见，增加预放大级可以有效减小比较器的失调电压，提高了流水线ADC的精度和速度。表3列出了比较器的各项性能参数仿真值。表3比较器的性能参数仿真值性能指标设计值仿真值失调电压<0.1mV840.502pV精度<1mV0.1mV上/下传输延时<500ps208.936/157.248ps静态电流<100μA60μA电源电压1.8V1.8V