LED驱动电源

LED驱动电源 LED驱动电源 2010-02-03 19:24:31| 分类： 默认分类|字号 订阅 隔离式LED驱动电源的 分析 定性数据统计分析pdf销售业绩分析模板建筑结构震害分析销售进度分析表京东商城竞争战略分析 设计 HYPERLINK "http://www.weeqoo.com/zhuanti/dianyuanqudong/#TOP" 在对全球能源短缺、环保要求不断提高的背景下,世界各国都大力支持发展可持续绿色节能照明.LED照明相对传统的照明技术而言,是一种革命性的节能照明技术,现在正处在飞速发展的过程中.然而,LED驱动电源的要求也在不断的提高.高电流控制精度、高可靠性、高功率、安全隔离、高功率因数、体积小、成本低、符合EMI 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 等成为了LED电源驱动的关键评价指标 LED电源驱动的具体要求 LED是低压发光器件,具有长寿命、高光效、安全环保、方便使用等优点.对于市电交流输入电源驱动,隔离输出是基于安全规范的要求.LED驱动电源的效率越高,则越能发挥LED高光效,节能的优势.同时高开关工作频率,高效率使得整个LED电源驱动容易安装在设计紧凑的LED灯具中.高恒流精度保证了大批量使用LED照明时的亮度和光色一致性. 10W以下功率LED灯杯应用 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 目前10W以下功率LED应用广泛,众多一体式产品面世,即LED电源驱动与LED灯整合在一个灯具中,方便了用户直接使用.典型的灯具规格有GU10、E27、PAR30等. 针对这一应用,我们设计了如下方案(见图1). 图1 基于AP3766的LED驱动电路原理图 该方案特点如下. 1 基于最新的LED专用驱动芯片AP3766,采用原边控制方式,无须光耦和副边电流控制电路,实现隔离恒流输出,电路结构简单.通过电阻R5 检测 工程第三方检测合同工程防雷检测合同植筋拉拔检测方案传感器技术课后答案检测机构通用要求培训 原边电流,控制原边电流峰值恒定,同时控制开关占空比,保持输出二极管D1的导通时间和整个开关周期时间比例恒定,实现了输出电流的恒定. 2 AP3766采用专有的"亚微安启动电流"技术,仅需0.6μA的启动电流,因此降低了启动电阻R1和R2上的功耗,提高了系统效率.典型5W应用效率大于80%,空载功耗小于30mW. 3 AP3766采用恒流收紧技术实现垂直的恒流特性,恒流精度高. 4 电路元件数量少,AP3766采用SOT-23-5封装,体积小,整个电路可以安装在常用规格灯杯中. 5 安全可靠,隔离输出,具有输出开路保护、过压保护及短路保护功能. 6 功率开关管采用三极管,省去了高压场效应管,系统成本低. 图2为该方案的5W应用电路样机实物照片.图3是基于AP3766的5W LED驱动装置实物照片.图4为基于AP3766的5W LED驱动电路满载效率随交流输入电压变化曲线.图5为基于AP3766的5W LED驱动电路满载输出IV特性曲线. 图2 基于AP3766的5W LED驱动电路样机实物照片 图3 基于AP3766的5W LED驱动装置实物照片 图4 基于AP3766的5W LED驱动电路效率曲线 图5 基于AP3766的5W 10～60W功率LED路灯、LED直管灯应用方案 IEC国际电工委员会对照明灯具提出明确的谐波要求,即IEC61000-3-2标准.因此对于较大功率LED照明应用,采用功率因数校正(PFC)控制技术成为必需.对于60W以下应用,有高性价比单级PFC控制方案,该方案电路原理图如图6所示. 图6 基于AP166+AP4313的LED驱动电路原理图 该方案特点有: 1 单级PFC方案,只用一级反激式电路拓扑,同时实现功率因数校正和隔离恒流输出.元件数量少、体积小、性价比高. 2 高功率因数,采用有源功率因数校正控制芯片AP1661,功率因数PF>0.9,满足IEC61000-3-2谐波标准. 3 采用副边恒压恒流控制芯片AP4313,恒流精度高,输出电流误差<3%. 4 高效率,满载效率高达90%. 5 安全可靠,隔离输出,具有输出开路保护,过压保护及短路保护功能. AP1661是一款工作于临界导通模式下的有源功率因数校正控制芯片,可广泛应用于开关电源、LED驱动和电子镇流器的预调整变换器控制.该芯片内部包括1个启动定时器可满足待机应用要求,1个能实现接近于1的功率因数的单象限乘法器和1个零电流检测模块确保临界断续方式工作.AP1661的图腾柱驱动输出能够为外部MOSFET或IGBT提供最大600mA驱动电流和800mA关断电流能力.采用了先进的双极型互补金属氧化物半导体设计和制造工艺,具有低启动电流,低工作电流和低功耗的特点.AP1661同时具有完善的保护功能,包括过压保护、带有滞后的输入欠压锁定和乘法器输出嵌位以限制开关最大峰值电流.图7为该方案60W应用电路样机实物照片.图8为应用该方案LED直管灯实物照片. 图7 基于AP1661+AP4313的60W LED驱动电路样机实物照片 图8 LED直管灯实物照片 60～150W大功率LED路灯应用方案 在户外照明部分,中国每年路灯市场需求量都在2000万盏以上,中国城市改造、城镇建设、住宅建设及道路建设对于大功率、高亮度、节能的LED路灯产品的市场需求是极其庞大的. 在更大功率应用条件下,单级PFC电路难以同时兼顾PFC预调整和反激电路输出恒流调整性能,这时需要采用两级电路架构实现这一目标.因此,有新推出的PFC+PWM 两级架构电路拓扑方案,该方案电路原理图如图9所示. 图9 基于AP1661+AP3102的LED驱动电路原理图 该电路采用Boost PFC+Flyback两级拓扑结构,控制芯片采用PFC控制芯片AP1661,PWM控制芯片AP3102和副边恒流控制芯片AP4310.该电路方案优点是输入/输出电容小,输出纹波小,隔离输出,功率因数高,电流精度控制在2%以内,可靠性高.图10为该方案的90W应用电路样机实物照片.图11为应用该方案大功率LED路灯灯具照片. 图10 基于AP1661+AP3102的60W LED驱动电路样机实物照片 图11 大功率LED路灯灯具照片 图12 90W LED电源满载效率曲线 在全球能源不断减少,可持续发展的节能已经成为大势所趋.各个国家都大力支持节能减排的绿色环保的能源方式,在结束了的2008年奥运会和即将到来的2010年上海世博会都以绿色节能为主题,给中国LED照明产业带来了巨大的历史机遇.大功率的LED具有寿命长、稳定性高、低功耗、光效高、光色纯、安全性好、可控性强等优点,正在逐步取代以往的光源,开始广泛的运用于各种全彩的显示屏、交通信号灯、汽车车灯、景观照明、背景光源、特种照明等,成为现有照明领域的新一代绿色光源.据国内有关机构预测,在奥运、世博的强力带动下,中国LED照明市场规模将从2007年的48.5亿元快速增长至2010年的98.1亿元.有关专家分析认为,中国LED照明产业将在2010年前后迎来新的发展高峰. 问题的提出 一般来说,大功率LED的功率至少在1W以上,目前比较常见的有1W、3W、5W、8W和10W.其被称为"绿色光源",正朝着大电流(300mA～1.4A)、高效率(60～120lm/W)、亮度可调的方向发展.然而,大功率LED的发光强度是由流过LED的电流决定的,电流过强会引起LED的衰减,电流过弱会影响LED的发光强度,因此LED驱动需要提供恒流电源,以保证大功率LED使用的安全性,还需要满足预期的亮度要求,并保证各个LED亮度、色度的一致性.所以,传统上用于驱动灯泡(钨丝)、日光灯、节能灯、钠灯等光源的电源并不适合直接驱动大功率LED.用市电驱动大功率LED也需要解决降压、隔离、PFC(功率因素校正)和恒流问题,还需有较高的转换效率. 目前,市场上有上千款关于大功率LED恒流驱动的专用芯片,国内有广鹏 (ADDtek)、点晶(SITI)、晶锜(SCT)、华润矽威(PT),国外有美国的超科(Supertex)、德州仪器(TI)、美信、国半、英国的捷特科(Zetex)等知名厂家.大多专用芯片采用迟滞型转换器,低电压输入范围,可升压、可降压、PWM控制、功率开关可内置或外置、输出电流可以达到1.5A,内置过压、欠压、开路/短路和温度保护电路等. 如图1所示,迟滞型转换器的关键特点是自振荡,这意味着频率将随输入电压、LED电流和驱动LED数量的变化而变化.然而,这种转换器经常运行在连续模式下,这意味着电感永远不会饱和,也不会完全耗尽电流,MOSFET关断后还继续有电流维持LED亮度.但缺点是占空比和频率不断改变的情况下检测电阻RCS呈现的阻抗是不一样的,流经RCS的电流和LED实际电流相比不完全一致,检测数据存在偏差. 图1 迟滞型转换器 在大功率LED照明工程领域中,需要100W以上大功率的恒流驱动电源,同时要求较高的效率和功率因数,目前市场上的E27、B22和GU10灯头用LED驱动电源远远不能满足大功率LED照明工程领域. 大功率LED的驱动电源设计考虑 从照明灯具发展历史来看,几乎没有采用隔离方式.隔离方式设计势必影响灯具驱动效率,也不符合未来节能降耗要求,所以LED照明不一定要采用隔离方式设计. 在大功率LED的串联数量方面,流经大功率LED的电流不再受大功率白光LED串联数量的限制.为了满足不同的发光亮度需求,通过灵活地驱动多个大功率LED就可以实现.对于大功率白光LED的并联使用,该类电路仍无法保证并联分支LED的发光亮度一致性.但可以使用多个相同恒流电源,分路驱动不同的并联分支LED,这样就保证了并联分支LED属性一致性,从而可以解决发光亮度一致性的问题. 采用全部串联方式要求LED驱动器输出较高的电压.当LED的一致性差别较大时,分配在不同LED两端的电压不同,但通过每颗LED的电流相同,LED的亮度一致.如采用恒流式LED驱动,当某一颗LED品质不良短路时,由于驱动器输出电流保持不变,不影响余下所有LED正常工作.当某一颗LED品质不良断开后,串联在一起的LED将全部不亮.解决的办法是在每个LED两端并联一个齐纳管,不过,齐纳管的导通电压要比LED的导通电压高,否则LED就不亮了.如广鹏 (ADDtek)的大功率LED保护器A716、AMC7169和A720,分别是350mA、500mA和700mA LED保护器.如图2所示,使用时将其与大功率LED并联. 电源失效时负载断开,这种功能在下列两种情况下至关重要,即断电和PWM调光.如图2所示,在升压转换器断电期间,负载仍然通过电感和二极管与输入电压连接.这样即使电源已经失效,还会继续产生一个小泄漏电流,极大缩短了LED的寿命.负载断开在PWM调光时也很重要.在PWM空闲期间,电源已经失效,但是输出电容器仍然与LED连接,它会通过LED放电,直到PWM脉冲再次打开电源.实施负载断开电路时,最好在LED和电流传感电阻器之间放置一个MOSFET.在路灯照明设计中,一般要求白天有自动关闭功能,可以在电路中间增加光敏电阻,在白天光线照射下阻值改变使那个MOSFET停止工作,当然也可以使后级DC/DC停止工作. 图2 大功率LED保护器 在许多情况下,利用低频(50～200Hz)PWM方式调节LED电流非常方便,通过控制脉冲宽度来调节亮度.这种调节方法的优点在于光谱保持不变,而采用幅度调节时,光谱会随着流过LED电流的变化而改变.一般来说,低频PWM调光电路的效率比线性LED调光电路更高.在路灯照明设计中,一般需要在半夜某时将路灯照度减低一半,节能降耗.可以在电路中间增加定时器,到时间输出50%占空比即可功率减半. 防水设计,按使用环境分为户外、户内.目前的防水电源大多是以环氧树脂作为防水密封填充材料,颜色主要为黑色,当然也有白色以及其他一些颜色.有少数厂家采用了其他的防水填充材料.重要的是它要能经得起高温、冷冻、雨水以及一些腐蚀性物质的浸袭. 100W的LED路灯可以替代250W的高压钠灯,或300W的水银灯.100W的LED路灯,其输出光通量大约为6 250lm(经过二次光学设计,会有所损失),到达路面时的流明数仍为6000,而路面的平均照度可以达到16Lux(杆高12m).250W高压钠灯的输出光通量为20 000lm,但到达路面的流明数就只有7000,路面的照度大约为30～40Lux.由于显色系数的差别,LED的照度修正系数为2.35倍,高压钠灯的修正系数为0.94倍.所以,100W的LED经过修正以后,地面的照度为37.6Lux,而高压钠灯修正后的照度为28.2～37.6Lux,二者相当.所以,100W的LED路灯可以取代250W的高压钠灯,LED路灯可以节能60%. 如果不进行二次光学设计,LED的照射是比较集中,所以一定要进行二次光路设计,使其光强呈蝙蝠形,照射范围可以达到66m. 主回路设计 大功率LED照明恒流驱动主电路采用优异的BOOST和DC/DC的两级组合方式,具有良好的动态响应和稳流特性,解决了电网的谐波污染问题,使大功率LED驱动电源更加绿色环保. BOOST采用主动式有源功率因数校正(APFC)电路,工作在连续模式,谐波电流和开关管电压电流应力小.DC/DC采用半桥LLC串联谐振转换器,元器件数量有限,谐振储能(tank)元件能够集成到单个变压器中,因此只需要1个磁性元件.在所有正常负载条件下,初级开关都可以工作在零电压开关(ZVS)条件,而次级二极管可以采用零电流开关(ZCS)工作,没有反向恢复损耗.特别适用于中、高输出电压转换器的高性价比、高能效和EMI性能优异的解决方案. 传统功率因数校正电路技术复杂、设计步骤繁琐、所需元器件多、体积大而且成本高.因此,设计时往往要在性能和成本之间进行折衷.本设计采用了IR1150,它是一种新型的单周期AC/DC功率因数校正控制芯片,采用了IR公司的专利单周期控制(0ne-cycle control,OCC)技术,无须传统PFC电路所需的模拟乘法器、输入电压采样以及固定的三角波振荡器,大大简化了PFC电路的设计并缩小了装置体积. 半桥LLC串联谐振转换器采用飞兆半导体公司推出的高集成度绿色FPS功率开关FSFR2100.其采用零电压开关(ZVS)技术,能够大幅降低MOSFET和整流器的开关损耗.采用这种技术,此FPS开关无须散热器即可处理高达200W的功率,使用散热器更可处理高达450W的功率.较之于传统的硬开关转换器拓扑,FSFR2100的效率提高了10%.它可以在输入和负载大范围变化的情况下调节输出,同时开关频率变化相对很小.此外,它可以在整个运行范围内实现零电压切换(ZVS).最后,所有寄生元件,包括所有半导体器件的结电容和变压器的漏磁电感和激磁电感,都是用来实现ZVS的. 照明恒流驱动电源主电路如图3所示,前级APFC实验电路输入电压AC 220V,额定输出DC 380V,开关频率f选择70kHz,后级半桥LLC串联谐振转换器.输出电压范围:DC 300～360V,输出额定电流350mA,谐振频率f0选择100kHz,变压器匝比n=Np/NS=0.6,功率满足150～300W的输出功率范围.主电路依次是85V～264VAC→整流→PFC→380VDC→DC/DC(隔离)恒流→多颗LED串联,APFC可以选用功率因数校正控制器IR1150、L6562和FAN7527B等,半桥LLC串联谐振转换器选用FSFR2100. 图3 大功率LED照明恒流驱动电源主电路 关键技术设计 LED照明驱动方式,由于直接将RSET连接FB端会造成RSET的功耗过大,所以功率较小的LED恒流驱动电源往往在FB反馈端和RSET之间放置一个运算放大器以降低功耗.如图4所示,运算放大器获取采样电阻RSET上的电压,结合其他电阻和电容就可以构成一个完整、高效率的大功率LED恒流驱动电路.这样就能在确保LED获得恒流供电的同时,将RSET的功耗降低到可以接受的水平,从而使LED两端的电压尽可能大,流经的电流也尽可能大. 图4 功率较小的LED恒流驱动 大功率LED恒流驱动电源采用先稳压,再限流的混合方式.为适应负载需要,电压需要保证在一定范围内.LED的Vf值在3～3.6V之间,那么按LED实际数量即可确定电源部分需要调整的电压范围.大功率LED恒流驱动如图5所示,设定稳压源的最大设定值VSET(比如DC360V),设定稳流源的设定值ISET(300mA～1.4A),采样RSET上的电压,若超过稳流源的设定值时,则输出电压相应下降,根据LED灯串联数量的多少,输出电压可降至最小值(如DC 300V). 图5 大功率LED恒流驱动 开关调节控制模式与电阻限流方式相比,电路成本较高;控制环路可准确调节LED电流;可实现幅值和低频PWM调节;能够实现LED特性的自动温度补偿;宽输入电压范围;基本上不需散热器,可节省成本,对于高输入电压和大工作电流,其他驱动方案会导致非常高的损耗,然而此模式仍能保持高效工作. 技术指标 根据上述设计方案,大功率LED照明恒流驱动电源的主要技术指标为:输入电压85～264V;频率47～63Hz;输出功率100W;输出电流:350mA±5%或700mA±5%;输出方式:多颗1W以上大功率LED串联方式;输出电压范围:DC 300～360V,效率≥90%,功率因数≥0.99,谐波≤5%,稳流精度≤5%;具有定时、调流、关机功能;具有过压、过流、短路和过温保护功能;全密封,防水要求IP65,外型尺寸(L×W×H)=185mm×70mm×45mm,重量1.5kg.工作温度-40～+70℃,储存温度-50～+85℃,符合相关安规、ROHS和电磁兼容标准、防雷设计.较好地满足了照明工程的要求. 随着LED产业的快速发展,LED的应用范围也越来越广,虽然用切实可行的螺纹旋入式LED来替代白纸灯泡可能还需要数年的时间,但是在建筑照明中LED的使用在不断的增长,她具有很高的可靠性和节能的潜力.和大多数电子产品一样,它需要一款电源来输入功率转换为LED可用的形式.在路灯应用中,一种可行的配置是创建 300V/0.35 安培负载的 80 个串联的 LED.在选择电源拓扑结构时,需要制定隔离和功率因数校正 (PFC) 相关要求.隔离需要大量的安全权衡研究,其中包括提供电击保护需求和复杂化电源设计之间的对比权衡.在这种应用中,LED 上存在高压,一般认为隔离是非必需的,而 PFC 才是必需的,因为在欧洲 25 瓦以上的照明均要求具有 PFC 功能,而这款产品正是针对欧洲市场推出的. 就这种应用而言,有三种可选电源拓扑:降压拓扑、转移模式反向拓扑和转移模式 (TM) 单端初级电感转换器 (SEPIC) 拓扑.当 LED 电压大约为80 伏特时,降压拓扑可以非常有效地被用于满足谐波电流要求.在这种情况下,更高的负载电压将无法再继续使用降压拓扑.那么,此时较为折中的方法就是使用反向拓扑和 SEPIC 拓扑.SEPIC 具有的优点是,其可钳制功率半导体器件的开关波形,允许使用较低的电压,从而使器件更为高效.在该应用中,可以获得大约 2% 的效率提高.另外,SEPIC 中的振铃更少,从而使 EMI 滤波更容易.图 1 显示了这种电源的原理图. 图1:转移模式 SEPIC 发挥了简单 LED 驱动器的作用. 该电路使用了一个升压 TM PFC 控制器来控制输入电流波形.该电路以离线为 C6 充电作为开始.一旦开始工作,控制器的电源就由一个 SEPIC 电感上的辅助绕组来提供.一个相对较大的输出电容将 LED 纹波电流限定在 DC 电流的20%.补充 说明 关于失联党员情况说明岗位说明总经理岗位说明书会计岗位说明书行政主管岗位说明书 一下,TM SEPIC中的 AC 电通量和电流非常高,需要漆包绞线和低损耗内层芯板来降低电感损耗. 图 2 和图 3 显示了与图 1 中原理图相匹配的原型电路的实验结果.与欧洲线路范围相比,其效率非常之高,最高可达 92%.这一高效率是通过限制功率器件上的振铃实现的.另外,正如我们从电流波形中看到的一样,在 96% 效率以上时功率因数非常好.有趣的是,该波形并非纯粹的正弦曲线,而是在上升沿和下降沿呈现出一些斜度,这是电路没有测量输入电流而只对开关电流进行测量的缘故.但是,该波形还是足以通过欧洲谐波电流要求的. 图2:TM SEPIC 具有良好的效率和高 PFC 效率. 图2:线路电流轻松地通过 EN61000-3-2 Class C 标准. 开关产业在现在电子产品世界中不断的发展,而开关电源的发展趋势则是以工作频率越来越高,实用频率已经近或者是超出了1MHz,并且超大功率器件的驱动也比较困难,伴随着开关电源的使用频率进一步的提高,告诉开关与大功率的MOSFET的转换(过渡)过程成为了整个开关过程的重要因素.转换过程的快慢,不仅决定了工作频率的设计指标,而且对开关电源的效率、可靠性、寿命等带来了很大影响.保护线路是否灵敏、可靠与完善,与开关器件的安全运行至关重要. 常规驱动与保护电路 通常设计的驱动电路,多为采用脉冲变压器耦合,优点是:结构简单,适用中小变换设备上.缺点是:不适用大型设备上的大功率M0SFET或IGBT器件,而且存在波形失真,容易振荡,尤其是脉冲变压器耦合不良漏感偏大时更为严重,抗**与抑制误触能力低.这是一种无源驱动器,而高频大功率器件M0SFET与IGBT,宜采用有源驱动器. 通常保护电路,利用互感器实现电流--电压的比值转换,信号的电平高于稳压管稳压值输入PWM芯片的保护脚截止振荡工作的保护方式.这种电路的缺点是:响应速度慢,动作迟缓,对短路性电流增长过快下,可能来不及动作. 而采用电子高速检测保护电路,则过流动作响应速度极快,可靠性高,效果好,是一种理想的保护电路,克服了利用互感器的一些不足. 驱动电路(电压型): 如图1所示:图1(a)适合于低频小电流驱动.当控制信号Vi为高电平时,V1导通,输出Vo对应控制的开关管(IGBT)导通;当控制信号Vi为低电平时,V2导通,输出Vo对应控制的开关管(IGBT)被关断. 图1 驱动线路(电压型) 图1(b)采用场效应管组成推挽电路,其工作原理同图1(a),这种电路高频峰值驱动电流可达10A以上,适用于大功率M0SFET或IGBT. 电子高速检测保护电路: 如图2所示:在正常工作时,V2导通VDS处于低电平,A点电位通过D2回流至D点,因为漏极处于低电位,所以A点也处于低电位状态,不对V1产生偏置构成对V2的影响. 图2 电子高速检测保护电路 当M0SFET过流时,漏极电压VDS迅速上升, D2承受反向电压截止,由R1 、C1的充电作用,A点电位开始升高,直到使V1导通,将G极电位下拉接近0V,从而使M0SFET可靠关断而处于截止状态,限制了过电流.R1 、C1有两个作用,其一是当FET的栅极加速向偏置信号使其导通瞬间,C1瞬间短路,保持V1的截止状态,以至不影响FET的开通,当C1充电电压上升时,还没到V1开通,FET已经开通,由D2的作用,使A点箝位, V1始终不开通,FET正常工作.其二是当FET过流时,VDS迅速上升,D2立即反向截止,A点电位开始积分延时,当积分到V1开通时,FET截止,这段时间为保护动作时间,是由R1和C1的参数决定的.这种过电流保护电路可以在0.1μS级的时间内将过电流FET关断.图中D2选用高压超快恢复型二极管, D3选低压超快恢复型肖特基二植管,可消除D4稳压管存在较大结电容形成电荷位移电流对V1的影响. 3.驱动保护二合一电路 将上述的驱动电路与保护电路结合起来,两者功能将一体化,是本线路的独到之处.实用电路如图3所示: 3.1实用驱动保护二合一电路 图3 驱动保护二合一电路 图3适用于低频小功率驱动,如果将双极型NPN与PNP三极管换成N沟道与P沟道大功率场管后就可形成高频大电流驱动器. 图中不采用光电耦合器作信号隔离而用磁环变压器耦合方波信号,简单而且不存在光电耦合器的上升下降波沿,光电管速度不可能过快,变压器传输可获得陡直上升下降波沿,几乎没有传输延时.使用高频大功率的MOSFET驱动器,无论使用何种器件(VMOS或IGBT),都能获得很好的效果. 本电路驱动速度快,过流保护动作关断快,是比较理想的驱动保护二合一实用电路. 采用肖特基管的驱动保护电路 图4 肖特基管的驱动保护电路 如图4所示:图中D4选用高频低压降肖特基管,用于V1的抗过饱,减小存储时间提高关断速度.D2用超快恢复二极管.其工作原理:C1对开通瞬间不能突变,有两个作用:一是方波高于ZW稳压值使V1基极偏置而导通,经R5与D3对FET驱动导通后漏极处低电平D2导通箝位,V1的偏置回路维持导通,电容C1始终处于低电平.当发生过流时,VDS迅速上升,ZW低于稳压值将失去导通回路V1将截止.二是R3与C1形成积分延时,并且C1可通过R3在负半周的负电位而更加可靠地开通V1. 3.3增加软关断技术的驱动保护电路 对于IGBT器件增加软关断技术的电路如图5所示: 图5 增加软关断技术的电路 本电路原理与图3类似,仅增加软关断功能. 随着开关电源新技术的不断发展,如何进一提高开关电源的效率和可靠性,是主要考虑的问题,因而选择合适的驱动保护电路十分重要. LED也就是有机发光二极体,它的最大优点就是它是自发光体,所以不需要有背光源 (Backlight )及彩色滤光片( Color Filter)等构成,所以在厚薄程度上比能够比LCD的更加薄.除此之外,更加宽广的视角、快速的反应、低驱动电压、色彩与对比也相对比LDC高、理论上可以达到更低耗电以及在设计制造流程上更简单等优势,让 OLED 成为继 LCD 后最被看好的显示技术明星.但 OLED 也寿命比 LCD 短的缺点,这是因为 OLED 是电流驱动的自发光体,因此其材料与原件的寿命相对的缩短. OLED 的电源规格需求 一般小尺寸的 OLED 的电源,需一组正电压( Vdd )输出,与一组负电压( Vss )输入,而电源的架构,可分为数位相机与手机的架构两种.数位相机的电源规格其 Vdd 电压范围 为 3V 至 6V ,而 Vss 电压范围为 -7V 至 -10V .手机的电源规格其 Vdd 电压范围大约为 2.5V ,而 Vss 电压范围为 -7V 至 -10V .而这两种产品 的输入电源通常为一颗锂电池,所以电压范围大约为 3V 至 4.2V . 数位相机 Vdd 的解决办法 由于数位相机的 Vdd 电压范围为 3V 至 6V ,所以 Vdd 电源架构应该是 Buck/Boost 或是 Boost 的架构.如果一时找不到 Buck/Boost 架构的电源输出,也可利用非常普遍的 Buck 架构来设计成 Buck/Boost 架构.只要利用一组普通的降压电源控制 IC ,外加一 MOSFET 及一输出二极体便能设计成 Buck/Boost 输出,如图 1 所示.这个稳压器的工作原理是当 Lx 为高电压时,电感电流随 Vin/L 的斜率而增 加.而 Lx 为低电压时,电感电流便随( Vout+VD ) /L 的斜率而减少.输入和输出的电流为断续的方式,它允许输出电压比输入电压更大或者更小.其输出 电压是输入电压和周期功率的函数: 以及周期功率算式为: 图 1 利用降压电源 IC 设计成升降压型 从 上述的式子可得知输出电压与输入电压和周期的关系,想得到较高或较低的输出电压只要控制 1/1-D 的比值大小即可.设计者也可以直接使用一组 Buck/Boost 电源 IC ,来产生所需的电压输出,如图 2 便是一组直接昇降压的 IC .其结合一组升压转换器与线性稳压器来提供可升压也可降压的电压转 换器.这个转换器为输出电压以下和超出的输入提供一个稳定的输出电压.它可从 1.8V 到 11V 输入范围和预置 3.3V 或者 5V 的输出.也能够把这个输出电 压使用两个电阻分压从 1.25V 至 5.5V ,其效率大致上可高达 85% .如果需要的输出电压是在 3.5V 至 4V 之间,可以用组合的方式来产生一组升降压的 输出,设计者只需要一组升压转换器与一组线性稳压器便行,例如 MAX1606 升压转换器与 MAX8512 线性稳压器的组合. 图 2 升降压型电源 IC 如 果因为成本的考量,那 Charge-Pump 的架构正适合低成本的解决方案,其架构可省一电感与一输出二极体,例如 MAX1759 是以 Charge-Pump 方式产生一组可升降压的输出电压.而 Maxim 的独特 Change-Pump 架构容许输入电压可高于或低于输出电压.尽管它的工作 频率高于 1.5MHz ,一样保持低至 50uA 的静态供应电流. 有 些设计者因为考虑到高效率,而选择以升压方式产生一组输入高于输出电压来提高效率,如图 3 的升压架构,由于需外加 MOSFET 作切换开关,因此可 提供较大的输出功率.如果是因为空间的限制,外加 MOSFET 开关以及输出二极体就会成为设计者的负担,此时内建 MOSFET 切换开关与输出二极体的升压 DC-DC 转换器例如 MAX1722 ,就适合于此应用中,不仅省空间、效能好,更能省成本. 图 3 升压型电源转换器 手机 Vdd 的解决办法 因 此选择以 Buck 方式提供 Vdd 所需的电压.如图 4 便是一组内建 MOSFET 切换开关的同步降压结构的直流转换器,可提供 400mA 的输出电流.而且工作频率高达 1.2MHz ,设计者可选用小尺寸的电感,与输出电容,效率同样高达 90% 以上. 图 4 降压型电源转换器 负电压 Vss 的解决办法 介 绍 OLED 的正电压 Vdd 输出之后,接着介绍 OLED 的负电 Vss 输出.就如同前文所叙述,如果设计者临时找不到合适的负电压输出电源 IC ,亦可 使用 Buck 架构的电源 IC .如图 5 以漂浮接地线架构来产生负电压 Vss ,其原理为:透过正常的输出,连接在供给电压地线上,迫使转换器的地线稳压而产生 一组负电压输出,如果需要不同的输出电压,只要以两颗电阻跨接输出电容 在手机开发到现在一来,经历了很长一段时期,伴随着第三代移动通信技术(3G)的降临,手机设计师都忙于开发新的方案,来解决告诉数据传输所带来的一系列问题.其中主要的问题集中在软件、屏幕技术、数据处理带宽以及电池的寿命方面.在第二代中只有语音和低速数据功能的手机中,问题没有想象的那么严峻,可以采用一系列的剑三和廉价的方案进行折中处理.如,典型的2G手机中用于发送信号的功率放大器(PA)是由电池直接驱动的,虽然简单但效率不是最优的.在3G手机中,高速数据传送要求更高的带宽和发送功率,因此,为保持足够长的电池工作时间,就必须采用更高效率的方案.现在,有一种方案正在逐渐受到蜂窝电话制造商们广泛的喜爱,那就是采用一种高度专门化设计的降压型DC-DC开关调节器来驱动PA. 开关型调节器改善发送效率的基本原理是,通过动态调节功放的供电电压,使其刚好能够满足功放中射频信号的幅度要求(见图1).采用开关调节器高效率地实现这种调节,在峰值发送功率以外的任何工作条件下,都可大幅度地节省电池功率.因为峰值功率只有在手机远离基站和数据传送时需要,总体来讲,这种方案的省电效果是非常显着的.如果功放的供电电压能够在一个足够宽的范围内高效率地动态调节,就有可能采用固定增益的线性功放,省掉偏置控制(已广泛应用于目前的2G电话).当然,仍然可以利用偏置控制来进一步增加控制能力,许多蜂窝电话制造商正在积极跟踪这种方案;然而,在W-CDMA技术领域占主导地位的一家公司坚持认为不需要偏置控制. 图1. 开关调节器(MAX1820)动态调节W-CDMA功率放大器(PA)的电源.通过对功放电源的高效调节,极大地降低了能量的消耗,延长了手机电池的使用时间. 另外一个需要重点考虑并关系到系统性能的问题是,对于这种特殊用途的降压型开关调节器,有一些什么样的特殊性能要求.为了便于理解,首先应该研究一下功放的负载特性.图2由一个主要的蜂窝电话制造商提供,表示一个双极工艺的固定增益W-CDMA功率放大器的负载曲线.在峰值发送功率时,功放需要3.4V的供电电压,并消耗掉300mA到600mA的电流.在最低发送功率时,也就是当靠近基站并且只发送话音时,功放仅吸取30mA的电流,电源电压为0.4V到1V.对应的功放消耗功率分别为2040mW (最大值)和12mW (最小值). 图2. 固定增益的双极型W-CDMA功率放大器的典型负载曲线中有一个明显的阻性成分.电源电压和电流会从最低的0.4V/30mA (12mW)变化到最高的3.4V/600mA (2040mW),话音的发送一般在1.5V/150mA (225mW)下进行,高速数据的发送一般在2.5V/400mA (1000mW)下进行. 针对作为负载的这种功放对开关调节器进行优化并非易事.Maxim的MAX1820 W-CDMA蜂窝电话降压型调节器能够满足这种要求.下面列出使MAX1820区别于其它类型的开关调节器的特殊性能: 在很宽的负载范围内具有高效率-没有高效率,采用开关型调节器就失去了意义,因此,高效率和省电是MAX1820的主导设计思想(见图3).传送数据时(约500mW至2040mW),MAX1820内部的低导通电阻(0.15Ω) PFET功率开关可以提供高达93%的效率.传送话音时(约12mW至500mW),MAX1820内部的0.2Ω NFET同步整流器和3.3mA的低工作电流(强制PWM模式)使转换效率达到85%.85%的效率听起来不算太高,但对于一个工作在1MHz恒定开关频率和很轻负载的转换器来讲确非易事,正如图3所示,转换器具有极低的功率损耗.这要归功于优秀的设计和亚微米工艺的采用,这种工艺能够在给定的FET导通电阻下获得更低的栅极电容. 输出电压的动态调整-输出电压需要在3.4V到0.4V间调整.为此,采用一个数模转换器(DAC)驱动MAX1820的模拟控制引脚(REF).由于DAC的输出电压范围达不到3.4V,转换器从REF到OUT具有1.76倍的电压增益. 快速(30sec)输出压摆率和建立-在W-CDMA系统架构中,发送功率需要根据基站的要求,每666?sec向上或向下调节1dB.此外,每隔10ms,手机会进入或退出数据传送模式,相应地将发生大幅度的发送功率跳变.各种情况下,发送功率水平的变化需要在50?sec内完成,然而,考虑到基站、DAC及各种系统延迟,留给开关调节器来改变功放电源的时间还要减少.由于这个原因,MAX1820被专门设计为能够在30?sec内改变并建立输出电压,甚至对于满幅度的电压和电流变化都没有问题.由于要求输出能够快速改变,MAX1820的输出电容被限制在仅仅4.7?F,这给工作的稳定性带来了挑战.4.7?F电容所带来的额外好处是,允许采用低ESR的陶瓷电容,这将使输出纹波降低至5mVpp.降压调节器面临的另外一个问题出现在需要迅速降低发送功率的时候,例如退出数据模式时.在此情况下,MAX1820能够反转电感中的电流,将输出电压迅速拉低以便保证30?sec的建立时间.否则,功放的线性会随着电源电压的缓慢下降而改变.另外,这种技术还将输出电容中的剩余电能回送到MAX1820输入端的电池,进一步节省了电能. 稳定工作于9.5%至100% PWM占空比和低压差-假设手机由单节锂离子电池供电,那么输入开关调节器的电压范围大约为4.2V至2.7V.为了获得可预知的噪声频谱和低输出纹波,应该尽量采用恒定的开关频率,MAX1820的强制PWM工作模式在电池完全充电至4.2V且要求功放电源电压为0.4V时,可稳定工作于最低至9.5%的占空比.就其本身来讲这并不困难,但还应考虑到相反的极端情况,当经过一定程度放电的电池工作在大功率数据发送模式时,要求占空比能够完全达到100%,并具有低压差.为了获得非常低的压差,MAX1820内部的PFET被稍稍超额设计为非常低的0.15Ω导通电阻.假设电感具有0.1Ω的串联电阻,那么在600mA的负载下总的压降只有150mV,当负载减轻时还可同比降低.根据蜂窝电话制造商的要求,当电池被放电至3.4V以下时,数据传送距离有一定程度的降低是可以接受的.突破这种局限需要采用价格稍贵、效率稍低一点的升/降压型调节器,这可能需用另外一整个篇幅进行讨论. 1MHz开关频率及同步-MAX1820内部具有一个1MHz振荡器来控制PWM开关频率.在MAX1820的产品定义阶段,提高开关频率是减小外部元件尺寸的一个办法,但效率有可能降低到无法接受的水平.前面已经提到,采用固定频率PWM方式可以获得已知的噪声频谱和较低的输出纹波.MAX1820的1MHz内部时钟具有较高的精度,可保证±20%的容差,此外,为了更精确地同步至系统时钟,MAX1820还包含一个13分频时钟合成器,可馈入一个10MHz至16MHz的低幅度正弦波. 图3. MAX1820降压型开关调节器经过优化,在电池消耗最大的情况下发送数据时具有最高的效率.1MHz固定的开关频率降低了输出纹波和噪声,同时在发送话音时能够保持相对较高的效率和较低的功耗. MAX1820因其独特的性能,目前被广泛应用于3G手机设计中.随着开关型降压调节器在W-CDMA功放驱动中节电效果得到验证,这种方案同样也可用于其它的3G标准和更多不同的终端设备,使小型化、个性化的数据手机及无线移动运算的理想成为现实. 引言 在现代化环保意识增强的同时,用介质阻挡放电法(DBD法)的大功率臭氧发生设备已经广泛的应用于自来水、泳池水处理以及污废水的深度处理,在提高生活用水质量和环境保护领域起到越来越重要的作用.臭氧发生设备的关键技术是在于使用IGBT实现的高压逆变电源,而IGBT的可靠驱动与保护是高性能电源的重要保障.IGBT专用驱动芯片EXB841,具有正负偏压、过流检测、故障保护和软关断等主要功能特征,在300A容量以下的IGBT驱动中得到了广泛应用.但它存在着许多不足,有待进一步完善与改进,以便更好地满足IGBT的驱动要求,实现IGBT驱动电路性能的优化.本文结合研制的大功率DBD型臭氧电源,在探讨IGBT的驱动要求和EXB841在应用中的不足的基础上,研究和设计了一种新的基于EXB841的优化驱动电路,并给出了实验结果.臭氧逆变电源的实际运行结果说明该设计是合适的,不仅克服了原EXB841典型应用的不足,而且还极大地改善了IGBT的驱动 与保护性能. 1 臭氧电源系统的组成及其工作原理 图1所示为臭氧电源系统原理框图,整个系统由主电路、控制电路和驱动电路组成.主电路包括整流电路、逆变电路;控制电路主要包括IGBT驱动电路、晶闸管智能模块触发电路、保护电路和软启动电路.根据介质阻挡放电产生臭氧的机理,臭氧发生器可等效为由Cd(介质等效电容)、Cg(气隙等效电容)和Vz(放电维持电压)组成的等效电路.对于供电电源来说,发生器是一非线性容性负载. 图1 电源系统控制原理框图 整流电路采用三相整流智能控制模块,该模块高度集成了晶闸管主电路和移相控制电路,且具有过热、过流、缺相保护功能,使用起来非常方便.电容C1很大,因而直流输入可近似地等效为一个电压源,电感L主要起平波作用.电源的功率调节是通过调节全控整流桥晶闸管的触发角α来实现的.逆变电路采用PWM控制,输出电压波形为频率变化的方波,此方波电压经中频升压变压器升压后给臭氧发生器供电.S1-S4为IGBT功率管,C2为防止变压器偏磁的隔直电容.采用频率跟踪技术使逆变桥工作频率接近于负载谐振频率,即准谐振状态,负载由补偿电感Ls(包括变压器漏感)和臭氧发生器串联组成,实现对功率因数的补偿. 2 IGBT的驱动要求 IGBT是一种由双极晶体管与MOSFET组合的器件.IGBT的门极驱动电路影响IGBT的通态压降、开关时间、开关损耗、承受短路电流能力及dv/dt等参数,并决定了IGBT的静态与动态特性.因此,在使用IGBT时,最重要的就是要设计好驱动与保护电路.IGBT对驱动电路有如下要求. 2.1 栅极驱动电压Uge 由于IGBT开关速度较高,关断时很高的di/dt将在分布电感上产生较高的关断浪涌电压,其值可能超过IGBT的集射极间耐压值而造成器件损坏.当Uge增加时,导通状态下的集射极电压Uce减小,开通损耗下降,但也会使IGBT承受短路电流的时间变短,续流二极管反向恢复过电压增大.因此,Uge的选择应折衷考虑.为保证IGBT在集射极间出现dv/dt噪声时可靠关断,关断时必须在栅极施加负偏压.特别应当注意,若这个负电压值太小,集电极电压变化率dv/dt可能使管子误导通或不能关断. 2.2 栅极串联电阻Rg及栅射电阻Rge 为改善控制脉冲的前后沿陡度和防止振荡,减少IGBT集电极上的电压尖脉冲,须在栅极串接电阻Rg.但增大Rg会使IGBT的通断时间延长,能耗增加;而减小Rg又会使di/dt增加,可能引发误导通或损害IGBT.由于IGBT属于压控器件,当集射极间加有高电压时,很容易受外界干扰,使栅射极电压超过导通时的门槛电压,引起器件误导通,尤其是在桥式逆变器中易造成桥臂直通.为防这类现象发生,应在栅射极间并接30kΩ左右的电阻Rge. 2.3 驱动电路的电源 驱动电路的电源应稳定,应有足够的功率,以满足栅极对驱动功率的要求,能提供足够高的正负栅压.在大电流应用场合,每个栅极驱动电路最好都采用独立的分立绝缘电源.驱动电路的电源和控制电路的电源应独立,以减小相互间的干扰. 日本FUJI公司的EXB841芯片具有单电源、正负偏压、过流检测、保护、软关断等主要特性,是一种比较典型的驱动电路.其功能比较完善,在国内得到了广泛应用. 3驱动芯片EXB841 图2是EXB841的内部原理图,其主要有3个工作过程:正常开通过程、正常关断过程和保护动作过程.保护动作过程是根据IGBT开通期间其集射极间电压Uce的大小判定是否发生过流而进行保护的.当IGBT开通时,若发生短路,Uce上升很多,会使得D7截止,EXB841的脚6"悬空",B点和C点电位开始上升;当上升至13V时,VZ1被击穿,V3导通,C4通过R7和V3放电,E点的电压逐渐下降,D6导通,从而使IGBT的集射极间电压Uge下降,实现缓关断,完成EXB841对IGBT的保护.作为IGBT的驱动芯片,EXB841有着众多的优点,但也存在着下列不足. 图2 EXB841内部原理图 3.1 过流保护阈值太高 过流保护的阈值设置不合理.EXB841判定过流的主要依据是脚6电压.脚6电压不仅和Uce有关,还和D7的导通电压有关.由于D7在0.5～0.6V时即可开通,故可知过流时Uce约为7.5V(=13-5-0.5=7.5V).而通常IGBT在通过额定电流时导通压降约为3.5V,当Uce=7.5V时IGBT已严重过流. 3.2 负偏压不足 负偏压偏低是EXB841的一个致命弱点.EXB841设置负栅压是为了防止较高dv/dt而引起IGBT误动作.但在高压大电流时,开关管通断会在负栅压信号中产生很大的干扰尖刺,使截止的IGBT误导通.对于全桥电路则存在直通的可能,因而有必要适当提高负偏压.实际表明,在合理布局的基础上,一般须采用8V左右的负偏压才能满足要求. 3.3 存在虚假过流 一般大功率IGBT的导通时间ton在1μs左右,但其尾部电压下降是较慢的.实验表明,当电源电压较高时,Uce下降至饱和导通压降通常约需4～5μs,而过流检测的延迟时间约为2.7μs,于是在使用中往往会出现虚假过流.因而脚5输出信号应延时5μs,以识别真假过流,并使真正过流在内部软关断后才封锁PWM信号. 3.4 过流保护无自锁功能 在过流保护时,只具有当前脉冲软关断功能,而不是完全关闭.如果存在过流,它只能把正常的驱动信号变成一系列降幅脉冲,连续工作亦可能导致器件损坏.这就需在过流检测时,当防误触发和保证软关断后,必须能自动锁定过流信号,同时终止其输出. 4 驱动电路优化设计 针对上述EXB841典型应用中存在的不足,在设计臭氧逆变电源中,研究与设计了基于EXB841的优化驱动电路,如图3所示. 图3 EXB841的优化设计电路 辅助电源电压采用24V.这是因为负偏压影响保护特性,负偏压和保护阈值电压之和不得高于13V,否则将被视为过流状态而不能正常工作.为降低保护阈值电压,即过流时的Uce值,可通过外接稳压管提高负偏压,这时正向驱动电压将下降,因此,为保证正向驱动电压而适当地提高了电源电压. 外接办法是断开EXB841的脚1与IGBT发射极E间的连线,如图3所示,用外接的稳压管代替EXB841内部的稳压管VZ2,此时应使稳压管两端并有电容,同时也须根据稳压管的稳压值适当调整其所在支路的限流电阻.本电路选用了稳压值为8V的稳压管,限流电阻4.7kΩ,稳压管 两端并联电容为0.33μF.为防止栅极驱动电路出现高压尖峰,在栅射极间并接了两只反向串联的稳压二极管. 对于偏高的保护动作阈值难以起到有效的保护作用,除用短路等辅助保护外,仍须配合电流传感器进行过流保护.为了适当降低动作阈值,已提出过采用高压降检测二极管或采用串接反向稳压管及二极管的方法[4],但其调整受到较大限制.而本改进电路不仅可使实际过载电流小于IGBT的极限过载电流,而且还实现了保护电压的连续调节和较准确控制. 为改善控制脉冲的前后沿陡度和防止振荡以及减少IGBT集电极高电压尖脉冲,须在栅极串联电阻Rg.但是,在开通IGBT时,Rg增大会使IGBT的导通时间延长,能耗增加,因此需要减小Rg;而在关断IGBT时,由于dv/dt较大,会导致IGBT发生擎住效应,因此需要增大Rg以延长关断时间,减小过电压.为此对电路进行了部分改进,采用了不对称的开启和关断的方法.如图3所示,在IGBT开通时,EXB841的脚3提供+15V触发电压,此时两个电阻并联使Rg值较小,在IGBT关断时,EXB841提供-8V电压,此时二极管D1截止,Rg=Rg2值较大,可以增大关断时间,减小过电压.当然,Rg阻值的增加会加大IGBT的开关损耗,因此,要合理选择Rg1和Rg2的阻值. 对于EXB841驱动中产生的虚假过流以及无过流自锁,如图3所示,可通过外接光耦将信号传输给外部保护电路,经过一定延时以防止误动作和保证进行软关断后由触发器锁定.延时是为了使IGBT软关断后再停止触发信号,避免了立即停止触发信号造成硬关断,同时还极大地提高了抗虚假过流的能力.本锁定保护电路其工作原理是:当过流检测信号超过设定值时,过流高速比较器LM319输出高电平,电容C2通过R7充电,若LM393持续低电平时间大于设定保护时间(一般是5μs),稳压管VD1被击穿,三极管Q2饱和导通,输出低电平,经R-S触发器翻转、锁定,并送至SG3525的脚10,停止PWM波输出.由于EXB841的脚5被置为低电平,IGBT在此过程中缓关断.若是EXB841误触发,则自动恢复到工作状态. 5 实验结果 实验驱动波形如图4所示,反向关断电压为-7.8V,正向驱动电压为15.2V,正负偏压同时得到了调整,且波形呈规则的矩形波.实验中还发现若稳压管两端未并接电容,则正向驱动电压上升沿仍然很陡,而由正向驱动电压向反向关断电压切换时,先有一很陡的快速下降过程,接近0V时,经过缓慢的过渡过程才达到稳态反向关断电压.这是由于反向充电时间常数过大引起的. (a) 输入的PWM波与S1的栅极波形 (b) S1与S2的栅极波形 图4 驱动优化电路实验波形 原EXB841典型驱动电路应用到臭氧电源时,电源系统极易出现故障,表现为:由于负偏压不足,导致内部稳压管损坏;在桥式电路中,IGBT发生直通现象,IGBT经常炸毁;由于臭氧电源中强电磁干扰的存在,致使EXB841在电流较小时就产生虚假过流故障报警,使得设备无法正常运行,从而使保护功能失效.改进后的优化电路使以上几种故障均得以消除,设备能长时间可靠运行.从驱动波形看,正负偏压均得到了提高.同时,由于用外接稳压管替代了内部稳压管,故在产生故障时,一般只是烧毁外接稳压管,从而保护了EXB841,降低了设备的维修成本.图5为该臭氧设备正常运行(准谐振状态)时的电压电流波形,黑色波形为放电电流波形. 图5 发生器两端的电压与变压器副边电流波形(放电) 6 结语 EXB841改进型驱动电路具有较好的实用性,既提高了EXB841驱动能力,又具有很强的过流信号识别功能,从而对过流真正起 到了保护作用.将改进后的驱动电路应用到臭氧电源后,电源性能得到大幅度提高,满足了高浓度、高产量臭氧