实验2 微带分支线匹配器
一、实验目的：
1．熟悉支节匹配器的匹配原理
2. 了解微带线的工作原理和实际应用
3．掌握Smith图解法
设计
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微带线匹配网络
二、实验原理
支节匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或者串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的。
单支节匹配器，调谐时主要有两个可调参量：距离d和由并联开路或短路短截线提供的电纳。匹配的基本思想是选择d，使其在距离负载d处向主线看去的导纳Y是Y0+jB形式。然后，此短截线的电纳选择为-jB，根据该电纳值确定分支短截线的长度，这样就达到匹配条件。
双支节匹配器，通过增加一支节，改进了单支节匹配器需要调节支节位置的不足，只需调节两个分支线长度，就能够达到匹配（但是双支节匹配不是对任意负载阻抗都能匹配的，即存在一个不能得到匹配的禁区）。
三、实验内容
已知：输入阻抗 Zin=75欧
负载阻抗 Zl=（64+j35）欧
特性阻抗 Z0=75欧
介质基片 εr=2.55，H=1mm
假定负载在2G赫兹时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网络分支线与负载的距离d1=四分之一波长，两分支线之间的距离为d2=八分之一波长。画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅度从1.8GHz至2.2GHz的变化
四、实验步骤
（一）单支节
1.在Smith导纳圆图上画出负载ZL所处的VSWR圆，标出其与单位电导圆的交点。这里可以有两个交点，选择离负载较近的那个点进行计算。角度为-105.4°。
-105.4°-93.31°=-198.71°
198.71°/2=99.35°
2.已知角度后，用TXLINE算出负载距离支节间的微带线的参数。W=28.877mm，L=1.4373mm。
3. 再将图中标记改为显示导纳值，由图得出支节的电纳为-j0.531049
4.由图求出短路点距离支节接入点的电长度。角度为（180°-56°）/2=62°
5.再由TXLINE，输入角度值，算出微带线的参数。L=18.021mm，W=1.4373mm。
6.输入端口处也需要接一个微带线，其宽度要和输出端口的阻抗75欧匹配，长度任意。用TXLINE，输入阻抗，算出微带线参数W=1.4373mm， L=26.159mm
7.根据上述步骤，设计出的参数为
负载到支节的微带线：L=28.877mm W=1.4373mm
支节的微带线： L=18.021mm W=1.4373mm
端口处接的微带线： L=26.159mm W=1.4373mm
由此搭建电路
8. 实验中Output Equation
9.根据设计的参数建立原始电路测量其S参数
在中心频率处，反射系数还不是很低，所以要调谐系统以改善性能。
10.设TL1和TL2的长度可变
调谐前后对比，
ID
TL1
TL2
原始参数
28.877mm
18.021mm
调谐后参数
28.22mm
18.63mm
调谐后的电路
11.调谐后的电路S参数：
（dB显示）
显然，调谐后的电路，在中心频率2GHZ处的S参数比调谐前的低得多，说明电路的性能有所提高，已经特别接近最理想的0。
（二）双支节
1.在Smith导纳原图上画出负载ZL的位置，沿VSWR圆转180°处即为距离负载距离为1/4波长处的导纳
2.用TXLINE，输入角度，求出负载和第一个支节之间的微带线参数，L=26.159mm,W=1.4373mm
3.再求出其所在的等电导圆与辅助圆的交点，一共可得两个交点，选择靠下的那个点来设计。得第一个支节的导纳为j（1.98978-0.467114）=j1.522666
113.4°+180°=293.4° 293.4°/2=146.7°
4.用TXLINE，输入角度，算出第一个支节的微带线参数。L=42.64mm，W=1.4373mm
5.因为两个支节之间的距离为1/8波长，所以对应的角度为90°/2=45°，其微带线参数可由TXLINE算得。L=13.08mm，W=1.4373mm
6.在Smitn图上使该点绕其VSWR圆90°，必然和单位电导圆交于一点，由该点可读出第二个支节需要的电纳值为j2.14857
7.在单位电抗圆上标出该交点的位置，计算短路点离它的距离，两者之间的角度为（180°+130.1°）/2=155.05°
8.用TXLINE，输入角度，，算得第二条支节的微带线参数：L=45.067mm，W=1.4373mm
9.由于在Port端口与第二个支节之间接的微带线长度任意，但是宽度要与Port的阻值75欧相匹配，所以用TXLINE算其参数，W=1.4373，L=26.159mm
10.由上所述，设计出来的各参数如下
负载和第一个支节的微带线：L=26.159mm,W=1.4373mm
第一个支节的微带线：L=42.64mm，W=1.4373mm
第一个支节到第二个支节的微带线：L=13.08mm，W=1.4373mm
第二个支节的微带线：L=45.067mm，W=1.4373mm
第二个支节和输入端口之间的微带线：L=26.159mm，W=1.4373mm
由此画出电路
11. 实验中用到Output Equation
12. 根据设计的参数建立原始电路测量其S参数
在中心频率2GHZ处，反射系数还不是很低，所以要调谐系统以改善性能。
13. 将两个支节（TL6和TL4）的长度设为可调，调谐后电路
第一个支节
第二个支节
ID
TL6
TL4
原始长度
42.64mm
45.07mm
调谐后长度
42mm
44.59mm
调谐后的电路：
14.调谐后电路的S参数：
（dB显示）
很明显可以看出，在中心频率处，调谐后的S参量大大低于未调谐的，而且很接近于零，说明在中心频率处，系统设计接近理想状态。
实验3 微带多节阻抗变阻器
一、 实验目的
1. 掌握微带多节阻抗变阻器的工作原理
2. 掌握微带多节阻抗变阻器的设计和仿真
二、实验原理
变阻器是一种阻抗变换元件，它可以接于不同数值的电源内阻和负载电阻之间，将两者起一互相变换作用获得匹配，以保证最大功率的传输；此外，在微带电路中，将两个不同特性阻抗的微带线连接在一起时为了避免线间反射，也应在两者之间加变阻器。
单节四分之一波长变阻器是一种简单而又用的电路，其缺点是频带太窄。为了获得较宽的频带，可以采用多节阻抗变换器。
采用综合设计法进行最佳多节变阻器设计，目前较多使用的有最大平坦度和等波纹契比雪夫多项式。等波纹契比雪夫多节变阻器比最平坦特性多节变阻器具有更宽的工作频带。
三、实验内容
设计仿真等波纹型微带多节变阻器
给定指标：在2GHZ-6GHZ的频率范围内，阻抗从50欧变为10欧，驻波比不应超过1.15，介质基片H=1mm，在此频率范围内色散效应可忽略。
四、实验步骤
1. 先设计阻抗变换器的节数：
因为Z0=10欧，ZL=50欧，所以阻抗比R=5，相对带宽W=(6G-2G)/4G=1.
查表得，只有当n=4时，驻波比才小于1.15。所以选择n=4。
2. 再设计每一节的阻抗
查表得归一化的阻抗值：z1=1.21721
z2=1.77292
计算得：z3=R/z2=2.8202
z4=R/z1=4.10775
反归一化得：Z1=z1*Z0=12.1721欧
Z2=z2*Z0=17.7292欧
Z3= z3*Z0=28.202欧
Z4= z4*Z0=41.0775欧
3.用TXLINE计算出每一节对应的微带线参数
Z1：L=6.3419mm，W=8.4344mm
Z2：L=6.5178mm，W=5.3011mm
Z3：L=6.7927mm，W=2.7957mm
Z4：L=7.0511mm，W=1.518mm
Z1：L=6.3419mm，W=8.4344mm
Z2：L=6.5178mm，W=5.3011mm
Z3：L=6.7927mm，W=2.7957mm
Z4：L=7.0511mm，W=1.518mm
4.设计端口匹配的微带线参数
用TXLINE计算得
与Port1（50欧）匹配的微带线：W=1.0439mm，L=7.1929mm
与Port2（10欧）匹配的微带线：W=10.614mm，L=6.269mm
5.设计电路
由上面所得出的参数设计电路如下
6. 建立矩形图，观察Port1的VSWR参数
发现在6GHZ处，电路的VSWR参数为1.3106，我们要求的为小于1.15，所以这个系统还不是我们要的，必须进行调谐
7.设四个多节阻抗变换器可调，调谐前后对比
第一个支节
第二个支节
第三个支节
第四个支节
调谐后的ID
TL6
TL11
TL7
TL10
原始参数
6.3419mm
6.5178mm
6.7927mm
7.0511mm
调谐后的参数
6.202mm
6.248mm
6.663mm
6.751mm
调谐后的电路为：
8.调谐后端口1的VSWR：
在图中可以看到，调谐后，各个波的峰值以及边缘值都没有超过1.15，达到了设计要求。
实验4 微带功分器
一、实验目的
1. 掌握微波网络的S参数
2. 熟悉微带功分器的工作原理及其特点
3. 掌握微带功分器的设计和仿真
二、实验原理
功分器是一种功率分配元件,它是将输入功率分成相等或不相等的几路功率,当然也可以将几路功率合成,而成为功率合成元件.在电路中常用到微带功分器。
三、实验内容
仿真设计一个微带功分器，
已知: 介质基片 εr=2.55,H=1mm
端口特性阻抗 Z0=50欧
耦合度 k=2
指标如下：1 在中心频率2GHz处 两端口的传输功率|S31|和|S21|相差5.9~6.1dB
浙公网安备 33021202002483