基于UC2844的单端反激电源原理及波形

...单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（Vout+相对于Vout-的电压），如下图。CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31pin6CH4：U31Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。​高温上电报Er004故障分析一、实验相关信息1.实验目的：解决市场上驱动器运行一段时间后，重新上低压24V报过流ER004问题。二、实验过程1、问题初步定位根据现场描述，驱动器运行一段时间，下电后再上电就会报过流ER004故障，放置一段时间或把上盖打开过一会，再上电就不会出现报过流ER004现象。所以初步定位为和驱动器温度有关系。2、实验验证过流和温度的关系（1）把控制板连接驱动板放置于恒温箱，恒温箱设置到80℃，使用工装让其反复上下电；当温箱达到73℃左右时，上电过程中键盘上报出ER004故障。将控制板置于温箱中，驱动板以及霍尔置于温箱外，温箱温度达到73℃，键盘报出ER004故障。将驱动板置于温箱中，控制板以及霍尔置于温箱外，温箱温度超过73℃，也未报出过流故障，判定报出过流的问题在控制板上。（3）将控制板上的IU\IV\IW短接到GND上，使用示波器监控控制板上的PDP1信号、PDP过流信号。温箱达到73℃左右时，上电过程中，PDP1信号被拉低300ms，波形1。PDP1信号上电过程中有跌落现象，温箱温度越高跌落越严重，见波形2、3、4。过流原理图波形1CH1：PDP1，CH2：PDP波形2，PDP1跌落过程波形3，PDP1跌落过程，PDP被拉低波形4，PDP1跌落过程，PDP完全被拉低3）从电路图可以看出，PDP1是由/RST、VCE、GP60三个信号逻辑“与”构成。去掉D30、D29，重复2）的实验，发现PDP1输出正常，没有被拉低的现象，所有排除U39芯片的影响；同时监控/RST、VCE、GP60，发现只有GP60管脚出现上电过程被拉低现象。4）将GENERATRIX信号短接至GND，同时监控GP60端口，温箱达到73℃以上，继续上下电实验，未出现上电过程GP60被拉低现象5）将GENERATRIX信号正常连入电路，继续高温上下电实验，监控GENERATRIX和GP60，发现上电过程GP60被拉低的时间和GENERATRIX出现负压的时间一致，而GENERATRIX信号有负压是因为光耦U31（ACPL-C87）副边电源比原边电源先建立，此时光耦会输出负电平，直至原边电源建立，这是ACPL-C87及其同类光耦的特性。示波器测得GENERATRIX管脚的负压为-470mv，基本确定是负压在高温时导致了比较器U5的特性变化引起，查阅比较器U5的芯片资料，最小输入电压为-300mv，这已经超出比较器的使用规格。驱动板电压检测电路比较器芯片资料比较器的内部结构如下图，输入IN-管脚负压超过-300mv，导致PNP三极管Q1的基极和射级之间的PN结正偏，进而使得三极管不能正常导通（正常导通基极和射级之间的PN结反偏），OUT输出低电平（推导过程略），器件温度升高，PN结间的自由电子更加活跃，使得导致PN结的负压幅值变低，更容易使三极管不能正常导通。6）证明负压的影响，将GENERATRIX与前面短路断开，使用稳压源输入负压-270mV，再次进行高温上下电实验，温箱温度达到73℃，上电过程GP60没有被拉低现象，直到温箱温度达到90℃时，也未出现GP60被拉低现象。以上实验说明运放输入端口负压不超过要求的-300mv，较高的环境温度下也不会出现输出异常翻转现象。将温箱温度降到常温，调节稳压源负压到-550mv时，上电过程GP60发生被拉低现象。7）以上实验使用的都是安森美的LM393，更换TI的LM393同样进行实验，需调节负压到-850mv以上，上电过程GP60才发生被拉低现象；将好的控制板更换为TI的LM393进行高温上下电实验，环境温度达到85℃，也会出现报过流现象，但比安森美的LM393报出过流的温度高了13℃。三、试验总结1）部分光耦使用时要注意副边电源和原边电源的建立时序，尽量保证原边电源比副边电源先建立。2）比较器输入端的负压不能超过芯片资料规格。​SIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844Pin1CH2:UC2844Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。从2844内部框图可以看出当Pin1电压大于4.4V时（2个二极管压降为0.7V*2），电流取样比较器“-”端电压会被稳压二极管钳位到1V。当Pin1电压小于4.4V时，电流取样比较器“-”端电压=（Vcom-1.4）/3。CH1:UC2844Pin1CH2:UC2844Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15VCH1:电流检测电阻上的电压CH2:UC2844Pin3CH3:MOS驱动启动时第一个驱动脉冲，电流检测电阻上的电压从0开始上升，驱动持续时间比较长（10uS左右）启动时的第二个脉冲观察第二个驱动脉冲波形，电流检测电阻上的电压不是从0开始上升，也就是说开关管的电流不是从0开始，所以此时电路工作在CCM（电流连续模式），这是因为启动时负载电流比较大（给各电路的储能电容充电）。从下图的电路中可以看到，开关管Q2的电流检测电阻后端接了一个RC滤波，然后才接到UC2844的Pin3，由于经过了滤波，Pin3电压是从0V开始逐渐上升的，并不像电流检测电阻上的电压那样陡峭开关管电流检测增加RC滤波的原b因：（1）变压器初级侧线圈匝与匝之间有分布电容，当MOSFET每次开通时，输入电压会给此电容充电，充电电流会流过开通的MOSFET，导致MOSFET电流上有尖峰，此尖峰会体现在电流检测电阻的电压上，并可能超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断，因此需要将此尖峰滤除。输入电压越大，匝间电容充电电流尖峰越大，如下图所示（MOSFET电流采样电阻上的波形，SIZE-D驱动板）120V输入电压，最大尖峰411mV300V输入电压，最大尖峰730mV（2）在CCM（电流连续模式）状态下，初级侧MOSFET开通时，次级侧整流二极管反向恢复，反向恢复电流经过变压器反射到初级侧，在MOSFET电流上形成一个尖峰，如下图所示（电动汽车24V输入驱动板），此尖峰会超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断，因此同样需要将此尖峰滤除。在DCM（电流不连续模式）时，整流二极管不会有反向恢复电流，则MOSFET开通时没有电流尖峰。CH1：电流采样电阻上的电压CH2：UC2844Pin3CCM，电流采样电阻上的尖峰DCM，电流采样电阻的波形无尖峰关于二极管反向恢复的详细讲解请参考​一、二极管从正向导通到截止有一个反向恢复过程 在上图所示的硅二极管电路中加入一个如下图所示的输入电压。在0―t1时间内，输入为+VF，二极管导通，电路中有电流流通。   设VD为二极管正向压降（硅管为0.7V左右），当VF远大于VD时，VD可略去不计，则 在t1时，V1突然从+VF变为-VR。在理想情况下 ，二极管将立刻转为截止，电路中应只有很小的反向电流。但实际情况是，二极管并不立刻截止，而是先由正向的IF变到一个很大的反向电流IR=VR／RL，这个电流维持一段时间tS后才开始逐渐下降，再经过tt后 ，下降到一个很小的数值0.1IR，这时二极管才进人反向截止状态，如下图所示。  通常把二极管从正向导通转为反向截止所经过的转换过程称为反向恢复过程。其中tS称为存储时间，tt称为渡越时间，tre=ts+tt称为反向恢复时间。   由于反向恢复时间的存在，使二极管的开关速度受到限制。 二、产生反向恢复过程的原因——电荷存储效应 产生上述现象的原因是由于二极管外加正向电压VF时，载流子不断扩散而存储的结果。当外加正向电压时Ｐ区空穴向Ｎ区扩散，Ｎ区电子向Ｐ区扩散，这样，不仅使势垒区（耗尽区）变窄，而且使载流子有相当数量的存储，在Ｐ区内存储了电子，而在Ｎ区内存储了空穴 ，它们都是非平衡少数载流于，如下图所示。   空穴由Ｐ区扩散到Ｎ区后，并不是立即与Ｎ区中的电子复合而消失，而是在一定的路程LP（扩散长度）内，一方面继续扩散，一方面与电子复合消失，这样就会在LP范围内存储一定数量的空穴，并建立起一定空穴浓度分布，靠近结边缘的浓度最大，离结越远，浓度越小 。正向电流越大，存储的空穴数目越多，浓度分布的梯度也越大。电子扩散到Ｐ区的情况也类似，下图为二极管中存储电荷的分布。 我们把正向导通时，非平衡少数载流子积累的现象叫做电荷存储效应。 当输入电压突然由+VF变为-VR时Ｐ区存储的电子和Ｎ区存储的空穴不会马上消失，但它们将通过下列两个途径逐渐减少：① 在反向电场作用下，Ｐ区电子被拉回Ｎ区，Ｎ区空穴被拉回Ｐ区，形成反向漂移电流IR，如下图所示； ②与多数载流子复合。 在这些存储电荷消失之前，ＰＮ结仍处于正向偏置，即势垒区仍然很窄，ＰＮ结的电阻仍很小，与RL相比可以忽略，所以此时反向电流IR=（VR＋VD）/RL。VD表示ＰＮ结两端的正向压降，一般 VR>>VD，即 IR＝VR／RL。在这段期间，IR基本上保持不变，主要由VR和RL所决定。经过时间ts后Ｐ区和Ｎ区所存储的电荷已显著减小，势垒区逐渐变宽，反向电流IR逐渐减小到正常反向饱和电流的数值，经过时间tt，二极管转为截止。   由上可知，二极管在开关转换过程中出现的反向恢复过程，实质上由于电荷存储效应引起的，反向恢复时间就是存储电荷消失所需要的时间。二极管和一般开关的不同在于,“开”与“关”由所加电压的极性决定,而且“开”态有微小的压降V f,“关”态有微小的电流i0。当电压由正向变为反向时,电流并不立刻成为(-i0),而是在一段时间ts内,反向电流始终很大,二极管并不关断。经过ts后,反向电流才逐渐变小,再经过tf时间,二极管的电流才成为(-i0), ts称为储存时间, tf称为下降时间。tr= ts+ tf称为反向恢复时间,以上过程称为反向恢复过程。这实际上是由电荷存储效应引起的,反向恢复时间就是存储电荷耗尽所需要的时间。该过程使二极管不能在快速连续脉冲下当做开关使用。如果反向脉冲的持续时间比tr短,则二极管在正、反向都可导通,起不到开关作用。 ​增加RC滤波的影响：滤波电容容值偏小，电流尖峰不能有效消除；容值偏大会造成电流反馈延时过大，UC2844电流采样脚Pin3的电压低于电流采样电阻的电压，会造成输出限电流/限功率不准，重载或者输出短路时导致MOSFET、整流二极管损坏。经验案例参考：​一、实验相关信息：1、实验名称：抱闸电源盒短路或过载导致MOS管及续流二极管失效分析实验2、实验目的或者背景：河南一小区现场，使用我司抱闸电源盒共20pcs，分别是D3、D5月份生产，用了大概2个多月时间，陆续共出现8pcs的24V输出坏。据张工（新亮）反馈现场情况，有的光幕存在24V与COM短路的情况，有的是换上去新电源盒就好了。对返回来8pcs电源盒进行检测，发现失效现象都是三处相同器件失效，即双端反激主回路中：MOS管Q1击穿DS极、快恢复管D1崩飞、快恢复管D2击穿、MOS管电流采样电阻烧黄。由于失效共性很大，故对该问题进行复现和分析验证。二、实验过程：1、实验机型：抱闸电源盒，输出规格：24V/5A110V/2A。2、主要相关电路及失效位置说明：见图1所示图124V输出双端反激电源主回路MOS管电流采样电路细节见图2所示：图2MOS电流采样电路24V过载输出或短路保护回路见图3所示。图324V输出过载或短路保护回路图3电路功能说明：（1）过载保护：在室温情况下，当输出24V被拉低到17V左右后会导致2844封锁，此时8A左右负载。由于光耦的个体差异及温度影响的差异性，不同机器的封锁时被拉低的电压值及负载值也不同。（2）短路保护：短路时，24V迅速被拉低，2844封锁。3、复现故障：（1）短路极限验证针对24V输出，在带载下进行短路或短路时情况上电，均不会导致Q1、D1、D2失效。此方式故障无法复现。（2）验证是否因Q1、D1、D2中某一器件规格选型不合适，成为电路中的“最薄弱点”，首先失效后导致其他器件的失效？验证方式：故意使三者中某一个器件先失效，带额定最大5A负载运行观察是否会导致其他两个失效。方式A：将MOS管Q1的DS极击穿，上电带载运行。现象：24V无输出，且D1、D2不会失效。方式B：将D2处于短路状态（故障机D2击穿）。现象：24V无输出，且D1、Q1不会失效。方式C：将D1处于断路（故障机D1崩飞）。现象：上电后，运行一段时间，未发现D2、Q1失效。此方式未达到预期效果。（3）如图3所示的，24V输出保护电路去掉D28管，使该保护电路无效，这样就可以无限制的加载。24V输出加载，由5A逐渐加载，当加载到18A左右时，瞬间炸机，故障复现，即：MOS管Q1的DS极击穿、快恢复管D1崩飞、D2击穿。且与故障机的失效现象一致。可以推测，现场存在重载情况。综上，只有第（3）种方式，可以复现出与现场一致的故障现象。4、原因分析（1）在故障机中，MOS管电流采样电阻R2有发黄的现象，说明故障机在运行中，应该由很大的MOS管电流I较大，持续发热，运行了一段时间才会发生这种情况，见图4所示，可知现场可能存在长时间的重载情况。图4电流采样电阻R2发黄（2）Ipk电流采样电路的测量，取A、B两处测试点见图5所示。图5电流采样及滤波电路带5A的负载，测量图5中的A点、B点的波形见图6所示，其A点的电压峰值反映了MOS管的电流峰值Ipk。其B点电压每当峰值超过1.1V左右时，2844封锁输出，mos管关断，实现“逐波限流”功能。加5A负载，见下图6所示。图6加5A负载时A、B测试点的采样电压（CH3—A点CH2—B点）在继续过载加大到7A、8A时，发现此时的Ipk峰值会越来越大，而且当电流大到使变压器初级线圈逐渐饱和，其感量值L逐渐降低，这时会导致线圈电流的非线性上升，出现图7两图所示的“小尖尖”，进而Ipk峰值电流会更大。图7加7A、8A负载时A、B测试点的采样电压（CH3—A点CH2—B点）当加载到11A、13A时，初级变压器线圈饱和深度增加，其感量值L下降就越快，其“小尖尖”会更大，见图8所示。图8加11A、13A负载时A、B测试点采样值（CH3—A点CH2—B点）当负载逐渐加大时，采样电阻的峰值电压（Upk）以及换算成的峰值电流Ipk，见表1所示。R2、R3采样电阻的并联值为R=6.8*1/(1+6.8)=0.87欧。表1不同负载时的峰值电流负载6A7A8A11A13A14AUpk值(V)3.083.464.276.07.58.5Ipk值(A)3.543.974.916.908.629.77综上，测试波形和数据可以看出：上述波形可以看出，当B点电压(CH2绿色)，每当达到1.1V时，Upk就会下降到0，可以实现2844的封锁。但是在图5中，由于漏感尖峰的滤波电容C3容值较大，为0.01uF，其RC冲放电时间较长。导致2844的Isense管脚电压上升到1.1V较慢，其对采样电阻电压（A点）的“跟随性”较差，不能实时响应峰值电流大小，2844封锁输出的响应速度变慢。这样，导致2844的逐波限流响应延迟时间太长。响应速度慢带来的后果是：上述波形的“小尖尖”会越来越大，产生更大的峰值电流Ipk。当加载到18A时，会使Ipk超过了续流快恢复管D1、D2（1A）、MOS管Q1（20A）的电应力而失效，故障复现。综上，原电路的C3电容值选型偏大是导致逐波限流响应慢，导致Ipk容易很大。4、改善后的验证参考SIZE-D驱动板的，将图5中滤波电容C3由0.01uF改为1000P。与袁工（华佑）讨论将采样电阻改为0.33欧姆，来进行验证。（1）带6A负载，测试A、B点的电压波形见图9所示，可以发现2844的Isense管脚的电压跟随性要好于原设计。图9带6A是采样电压测试波形（CH3—A点CH2—B点）（2）对比带10A超重载情况下（现场可能出现的极限情况），对比更改前后的测试波形，见图10、11所示。图1010A负载下更改前后的对比波形（CH3—A点CH2—B点）上面左图的峰值电流Ipk1=1.22/0.33=3.7A。MOS管开通时间Ton=2.89us。右图的峰值电流Ipk2=4.77/0.87=5.5A。MOS管开通时间Ton=4.17us。上面数据说明更改参数后，2844封锁响应速度变快1.28us，电感能够冲到的最大峰值Ipk减小了1.8A，而且“小尖尖”小了很多。从波形数据上看，效果是优于原设计的。（3）对比原设计同样加18A左右的超重负载，运行15分钟，不会瞬间炸机。（4）对比在完全短路情况，2844的开通时间Ton的比较，见图11所示。图11短路情况下前后的对比波形（CH3—2844驱动CH2—2844的Isense脚）在短路情况下，左图Ton1=740ns，右图Ton2=1.25us，其短路时响应时间也要优于原设计，但是更改后的MOS管仍然发热严重。三、实验结果：1、采样电路滤波电容C3容值较大，导致2844封锁延迟时间长，负载太大时Ipk会冲的很高，容易导致器件失效。2、更改采样电阻与C3参数后，在同样的18A左右重载情况下，不会出现炸机。且从波形上结果上，要优于原设计。​（2）Pin1电压下降主反馈（+15V）电压达到11.5V时，UC2844Pin1电压开始从7.2V往下降，此时光耦U17Pin1为9.6V，Pin2为8.7V，光耦U17的发光二级管导通（管压降1.0V），Vce电压下降（即UC2844Pin1电压下降）注：从原理上来说，主反馈电压要达到15V才能使得TL431基准输入电压为2.5V，这样才能保证TL431开始工作，光耦二极管开始导通；而这里主反馈在11.5V时光耦二极管就导通，并不是因为TL431开始工作了，具体原因后文有详细说明CH1：UC2844Pin1CH2:U17Pin1CH3:U17Pin2CH4:+15V随着UC2844的Pin1电压降低到低于4.4V，电流取样比较器反相输入端电压不再被钳位到1V，而是随着Pin1电压下降而下降。这样Pin3的电压峰值也逐渐低于1V。CH1:UC2844Pin1CH2:UC2844Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V（3）稳态时的波形CH1:UC2844Pin1CH2:UC2844Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V稳定工作时Pin1为1.76V，根据芯片资料，UC2844内部电流比较器的门限电压（“-”端电压）为（1.76-1.4）/3=120mV。从这个图看，Pin3电压达到170mV时驱动关断，与计算的120mV有些偏差。注：此处计算有错误，关断时内部电流比较器门限电压应该用此时Pin1的瞬时值计算，而不是用有效值二、新制动单元开关电源电路图（Ver：0）与SIZE-D的驱动板不同，新制动单元UC2844的Pin1没有通过电阻接到Pin8，从后文可以看出这样做是不太合适的1、启动时Vcc波形新制动单元启动时UC2844的电源Vcc先下降再上升，最低到11V左右，由于UC2844欠压锁定的门限最大值为11V，因此这里有可能导致开关电源打嗝。而SIZE-D启动时Vcc下降幅度很小。新制动单元波形CH1：UC2844Pin7（Vcc）CH3：UC2844Pin6SIZE-D波形CH1：UC2844Pin7（Vcc）通过上面的波形引申出两个问题（1）启动时UC2844供电电源Vcc电压值为什么会先降低再上升？启动时，除了给UC2844供电的辅助绕组外，各输出绕组的滤波电容上电压都很低（0V），因此输出绕组电压被钳位在较低的电压。由于此时辅助绕组输出滤波电容的电压较高（即UC2844电源电压Vcc），整流二极管无法导通，UC2844的工作电流全部来自滤波电容，因此UC2844电源Vcc会有一段时间的下降，直到辅助绕组电压高于滤波电容电压，辅助绕组开始给UC2844供电并给滤波电容补充能量，VCC电压升高。下图为辅助绕组整流二极管阳极电压波形，启动时阳极电压低于阴极电压（即UC2844电源Vcc电压）（2）为什么新制动单元的Vcc电压降幅比SIZE-D大很多？对比新制动单元和SIZE-D电路主要有三点不同1新制动单元UC2844的Vcc滤波电容为47uF，SIZE-D则为220uF。这样在UC2844启动之前，SIZE-D的滤波电容储存的能量较多，启动后电压下降较慢。2新制动单元驱动电阻为10Ω，SIZE-D为100Ω，两者MOS管型号不同，但其输入电容Ciss相同，因此SIZE-D驱动电流较小，Vcc负载比新制动单元小，SIZE-DVcc电压下降慢。3变压器有一路绕组给Vcc供电，新制动单元Vcc限流电阻为10Ω，SIZE-D为36Ω，新制动单元Vcc供电电流比SIZE-D大，这一点新制动单元优于SIZE-D。综上，针对（1）、（2）做对比试验(1)针对Vcc滤波电容试验的波形如下新制动单元，滤波电容加大为100uF，启动时Vcc最低为13.3V。SIZE-D滤波电容减小为47uF，启动时Vcc最低为12.9V，仍高于47uF滤波电容值的新制动单元。(2)更改新制动单元MOS驱动电阻为100Ω，启动时Vcc最低仍为11V，表明此电阻对Vcc电压无影响。原因：MOS门极电压升到15V所需要的电量是一定的，亦即UC2844输出的能量是一定的，驱动电阻只是决定了电压上升的快慢，并不改变UC2844负载大小2、UC2844Pin1（电压反馈）波形稳定工作时的波形（高分辨率模式）CH1：UC2844Pin1CH2：UC2844Pin3CH3：MOS驱动从上面的波形可以看出，UC2844Pin1电压波动很大，有约1ms的时间为0V，即反馈光耦U10（CTR为200~400）处于饱和导通的状态，这段时间内MOSFET驱动完全关闭。从原理图上看，UC2844的Pin1与Pin8之间没有接电阻，光耦次级侧电流IC完全靠UC2844Pin1提供，但是UC2844Pin1的拉电流能力（误差放大器输出为高电平时的输出电流）很小（如下图所示），导致光耦次级IC很小，当主反馈电压偏高时，光耦IF增大，使得初、次级满足IF*CTR>IC，光耦饱和导通。UC2844内部误差放大器特性尝试在UC2844的Pin1、Pin8之间接电阻，当Pin1电压低于Pin8电压（5V）时，Pin8可以通过此电阻给光耦次级侧提供电流，增大Ic，使光耦不进入饱和导通状态。通过实验对比可以看出加电阻确实可以使光耦一直工作在放大区，这样可以明显减小输出电压的纹波（实验中测试的是UC2844电源Vcc）（1）加电阻2kΩ，稳态时波形如下，UC2844Pin1电压在2.48V左右CH1：UC2844Pin1CH2：MOS驱动（2）加电阻4.7kΩ，稳态时波形如下，UC2844电源Vcc纹波150mV，Pin1电压2V左右CH1：UC2844Pin7（Vcc）CH2：MOS驱动CH3：UC2844Pin1（3）未加电阻时波形如下，UC2844电源Vcc纹波高达530mVCH1：UC2844Pin7（Vcc）CH2：MOS驱动CH3：UC2844Pin13、电动汽车低压驱动板开关电源低压驱动板上有2两路开关电源，输入电压都是24V低压，但负载不同，电路设计不一样。1、开关电源1启动波形（1）第一个驱动，持续时间长，电流检测电阻上的电压已经达到1.2V。由于输入电压只有24V，变压器匝间电容几乎不会引起MOSFET开通时的电流尖峰CH1：电流检测电阻电压CH2：Isense电压2、稳态时的波形（DCM）由于变压器有漏感，等效为与变压器原边绕组串联，MOS开通时漏感会储存能量，当MOS关断时漏感储存的能量不能传递到副边，此部分能量需要寻找泄放途径，就会在MOS电压上形成尖峰。在DCM状态，电流较小，因此MOS关断时尖峰电压较低，如下图为49VCH1：MOS管电压VdsCH2：次级侧+17U整流二极管电压DCM状态，当次级侧整流二极管续流结束时，初级侧励磁电感和MOSFET的输出电容Coss(D、S之间电容)谐振，励磁电感感量大，所以谐振幅度大，频率低（f=1/(2π*√LC)），引起谐振的过程如下：（1）首先，在副边传递能量的过程中，MOS管上的电压是输入电压与副边反射电压之和。由于两者都是稳定的，所以前期电压是稳定的。（2）当能量传递完成的时候，副边相当于开路，原边也相当于开路，那么原边电路等效为一个输入电源，一个变压器绕组，一个MOS管输出电容，即电源+电感+电容，由于电容上的电压与电源电压不相等，所以只能发生谐振。振荡开始阶段，MOS管输出电容上的电压（输入电压Vin与反射电压Vr之和）比输入电压高，MOS管输出电容开始通过变压器原边给输入电源充电，所以MOS管DS电压开始降低，由于RCD钳位电路的存在，这个振荡是阻尼振荡，幅度越来越小，直到Vds稳定在输入电源电压。谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管CH1：MOS管电压CH3：+17U整流二极管电压3、CCM状态电源启动时，电路处于CCM状态，负载电流较大，MOSFET关断时尖峰电压较高，如下图为63V。MOS管关断期间副边二极管一直在导通，原边MOS管电压被钳位在输入电压与反射电压之和，因此MOS管关断后不会出现DCM时的谐振CH1：MOS管电压VdsCH2：次级侧+17U整流二极管电压由于MOSFET关断时会有很高的尖峰电压，如果不采取措施，此电压可能会击穿MOSFET，因此电路中都会加RCD吸收，如下图中红色选中器件D30、C71及与C71并联的4个电阻。开关电源1MOS管RCD吸收电路从下图波形可以看出，当MOS导通时D30承受约40V的反压；MOS关断瞬间，Vds电压上升到电源电压与反射电压之和（即Vin+Vr），此时D30导通，漏感能量经过D30给电容C71充电。CH1：D30电压CH3：MOS管电压Vds稳态时（DCM状态）D30波形左图红框展开波形电容C71上的电压波形如下，在17V左右波动。D30导通时C71吸收漏感能量，电压升高，漏感能量释放完毕后D30截止，C71电压逐渐降低，直到D30再次导通CH1：D30电压CH3：电容C71两端电压关于RCD吸收电路的原理与分析计算，请参考附件4、开关电源2反馈电路（1）TL431等效电路图如下电压反馈的稳压原理：当主反馈电压（+5V）升高时，经电阻R125、R155分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器同向输入端)的电压升高，使得TL431阴、阳极间电压Vka降低，进而光耦的二极管电流IF变大，于是光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，即UC2844的Pin1电压变低，使得MOSFET功率管的导通时间变短，于是传输到次级线圈的能量减小，使输出电压降低。参考波形如下：稳态时的波形，数学函数为CH1-CH2，即R150上的电压，最高825mV，最低680mV，二极管导通压降为1.05V，则可以算出流过光耦二极管的电流IF最高1.25mA，最低0.95mACH1：+5VCH2：U22Pin1CH3：U22Pin2（Vka）MATH：CH1-CH2(R150压降)CH1：+5VCH2：U22Pin1CH3：U22Pin2（Vka）CH4：MOS驱动（2）电源启动时反馈电路波形Vka有一个电压下降的点，此时主反馈电压还未达到5V，TL431还未开始工作；电阻R150压降218mV，则TL431电流IKA为0.46mA，光耦U22二极管压降0.85V，未导通；之后IKA开始显著增加主反馈电压达到5V时，TL431开始工作，光耦U22初级侧导通，二极管压降为1V，次级侧Vce开始下降，此时R150压降为470mV，则TL431电流IKA为1mACH1：+5VCH2：U22Pin1CH3：U22Pin2（Vka）CH4：U22VceMATH：CH1-CH2(R150压降)启动时波形Vka有一个电压下降的点，此时电阻R150压降218mVCH1：+5VCH2：U22Pin1CH3：U22Pin2（Vka）CH4：U22VceMATH：CH1-CH2(R150压降)主反馈电压达到5V时，光耦U22次级侧Vce开始下降，此时R150压降为470mVCH1：U22pin1CH2：U22pin2（Vka）CH4：U22VceMATH：CH1-CH2(光耦U22二极管压降)CH1：U22pin1CH2：U22pin2（Vka）CH4：U22VceMATH：CH1-CH2(光耦U22二极管压降)Vka有一个电压下降的点，此时光耦U22二极管压降0.85V光耦U22次级侧Vce开始下降时初级侧二极管压降为1V对比看开关电源1反馈电路启动时的波形如下，可以看出当+17U-电压上升到10V左右时光耦U8次级侧电压就开始下降，一段时间后上升并再次下降，此电压波动说明当+17U-电压上升到10V左右时，光耦初级侧就开始有电流CH1：+17U-电压CH2：U8Pin2（Vka）CH3：U8Pin4（幅值不准）启动时波形从TL431的内部等效图可以看出，当参考输入端电压低于2.5V时，IKA可以认为是零，而+17U-电压为10V时，TL431参考端电压远低于2.5V，那么流过光耦初级侧的电流从哪里来？唯一的路径就是经过R55、C85，再到R57。验证过程如下：开关电源输入端不供电，用稳压源给+17U-/-8U-供电，量测如下电压波形（1）稳压源供电5V，R55上最高有1.5V的电压，电流最高0.45mA；R54上最高有0.92V的电压，电流最高0.46mA，即电流全部流过R55、C85，此时光耦二极管未导通CH1：R55右端Ch2：R55左端Math：CH1-CH2（R55电压）R55上的电压波形CH1：R54左端Ch2：R54右端Math：CH1-CH2（R54电压）R54上的电压波形（2）稳压源供电10V，R55上最高有3.1V的电压，电流最高0.94mA；R54上最高有1.95V的电压，电流最高0.97mA。电流全部流过R55、C85CH1：R55右端Ch2：R55左端Math：CH1-CH2（R55电压）R55上的电压波形CH1：R54左端Ch2：R54右端Math：CH1-CH2（R54电压）R54上的电压波形（3）去掉C85，稳压源10V供电，R54基本没有电压降（尖峰处是因为机械开关的抖动）CH1：R54左端Ch2：R54右端Math：CH1-CH2（R54电压）从以上实验可以看出，开关电源启动时，由于C85的存在，主反馈电压升高到10V时，经过R54、R53//U8、R55给C85充电，导致U8初级侧有电流，引起次级侧电压波动。去掉C85后给开关电源1输入供电，启动时波形如下，可以看出当+17U-电压升高到25V时光耦次级侧电压才开始下降CH1：+17U-电压CH2：U8Pin2（VKA）CH3：U8Pin4CH1：+17U-电压CH2：U8Pin2（VKA）CH3：U8Pin4从上图可以看出去掉C85后，当主反馈电压达到5V，TL431开始工作时VKA有明显的抖动，造成光耦次级侧电压波动较大，这样会导致整个电压反馈环路的不稳定，输出电压波动较大，这样C85在电路中的作用也体现出来了，就是用来做环路补偿的。关于环路补偿的详细分析请参考如下附件如有侵权请联系告知删除，感谢你们的配合！这段时间Pin1电压为7.2V电流尖峰Pin3电压已经低于1V了这里Pin3电压能达到1V红线左边为整流二极管续流，右边则是续流结束，初级侧发生谐振Vin+VrVinD30导通精品精品精品