感应加热电源的PWM_PFM控制方法

感应加热电源的PWM2PFM控制方法吕　宏,黄玉水,张仲超(浙江大学,杭州　310027)　　摘要:叙述了一种电压源供电的串联感应加热负载的PWM2PFM混合控制方法,并给出了实现的方法和实验电路。这种方法具有功率调节范围宽、频率变化小的优点,适用于中小功率的感应加热应用。关键词:电源;感应加热;相移脉宽调制/混合控制中图分类号:TN86　　文献标识码:A　　文章编号:1000-100X(2003)01-0008-04PWM2PFMHybridControlMethodforInductiveHeatingDeviceLΒHong,HUANGYu2shui,ZHANGZhong2chao(ZhejiangUniversity,Hangzhou310027,China)Abstract:ThispaperdescribesakindofPWM2PFMhybridcontrolmethodforvoltagefedseriesresonanceinductiveheatingandprovidesanexperimentalcircuit.Thismethodhastheadvantagesofwideareaofpowermodulationandlittlechangeoffrequency.Itadaptstotheinductiveheatingofmediumpowerandfrequency.Keywords:powersupply;inductiveheating;phaseshift;PWM;hybridcontrol1　引　言中小功率的感应加热电源(≤70kW)在工业生产中应用广泛,如透热、淬火、贵金属熔炼等。目前,这一功率档次的感应加热电源多为并联谐振电源。并联谐振电源由电流源供电,电抗器不可缺少,同时这种电源的功率调节是通过调节晶闸管三相全桥整流电路的移相触发角从而调节输出电压来实现的,故这种电源耗用大量铜材、钢材,入端功率因数较低、谐波较大,效率比较低。负载串联的感应加热电源由电压源供电,根据电压源是否可控,分为可控整流、不控整流两大类。可控整流电源电压调节有移相调压、斩波调压两种。移相调压谐波较大,斩波调压电路复杂,且两者成本都比较高。不控整流电路由二极管全桥整流电路供电,电容器滤波,其功率调节是逆变器用相移的方式调节输出电压的占空比来实现的,因而耗材少、功率因数高、谐波小、结构简单,适合于中小功率的感应加热场合。2　串联负载电路拓扑及负载特性对于用全可控型器件组成负载串联的逆变器,其基本电路拓扑见图1。负载的阻抗标么值与频率收稿日期:2002-06-03定稿日期:2002-08-05作者简介:吕　宏(1967-),男,湖北黄冈人,工程师,硕士研究生,研究方向为感应加热电源及软开关技术。标么值的关系见图2。图1　串联主电路图图2　阻抗频率标么值图3　PWM2PFW混合调功原理文献[1]提出了谐振PWM调功控制方式,见图3a。其优点是电源工作在谐振状态,功率因数较高,不足是:VT1、VT4在零电流下开通,但在大电流下关断,其关断损耗比较大。开关管VT2、VT3开通时,反并联二极管VD2、VD3在换流过程中有反向恢复问题,会流过尖峰电流,加大了VT2、VT3的开通损耗。文献[2]提出了一种电流滞后的PWM控制方8第37卷第1期2003年2月　　　　　　　　　　　　　　　　电力电子技术PowerElectronics　　　　　　　　　　　　　　　　Vol.37,No.1February,2003式,见图3b。这种方式下VT1,VT4管均为零电流开关(ZCS),VT2,VT3管在大电流下关断,在零电流下开通,关断损耗较大。这种控制方式适用于以关断损耗小的功率MOSFET作为开关器件的高频逆变器。不适合于关断损耗较大的IGBT器件。与上述两种控制方式不同,本文讨论的PWM2PFM控制方式是工作在负载容性状态下的,工作原理见图4。图3　控制方式图4　PWM2PFM开关管的驱动及输出波形假设与电流同相位的VT1,VT4为基准臂开关,则VT2,VT3为移相臂开关,移相臂开关VT2,VT3滞后基准臂开关VT1,VT4β角开关。β角在0°到180°之间可调。通过调节β角的大小可调节输出电压的占空比,以调节输出功率的大小。利用锁相环电路跟踪负载电流相位的变化,可保证VT1,VT4的触发脉冲同输出电流同相位。这时电流的相位始终超前于电压基波β/2角,即:电路始终工作在容性状态,随着占空比的增大,电路的工作点是向谐振点靠近的,由于这种调节方式既调节占空比又调节输出电压频率,故又被称为PWM2PFW混合调功方式。这时输出电压基波Uo1、输出功率Ps、角频率ωs为:Uo1=4Udπsinπ2-β2sinωst(1)Ps=8U2dπ2Rcos4β2(2)ω0=R2C2tg2β2+4LC-RCtgβ22LC(3)由图4看出,基准臂开关VT1,VT4的开关均发生在电流过零点,因此VT1,VT4的开关是ZCS。移相臂开关VT2,VT3的关断是在电流流过VD2,VD3即:VT2,VT3中流过的电流为零时进行的,因而VT2,VT3的关断是在零电流下进行的。上述特性对于双极型器件如IGBT,GTO,GTR,MCT等来说是非常有利的,因为双极型器件由于体内载流子的复合而存在较大尾部电流,硬关断时关断损耗较大,其开关损耗主要是关断损耗,而在电流过零点关断可显著减小关断损耗。但同时VT2,VT3的换流是在上下桥臂之间进行的,存在着VD2向VT3和VD3向VT2的换流,VD2、VD3的反向恢复也会给VT2,VT3带来尖峰电流,从而加大VT2,VT3的开通损耗,这种工作方式不适合其内部反并联二极管反向恢复速度较慢、开通损耗较大的MOSFET器件,故这种调节方式不适用于高频感应加热场合,但对于由IGBT构成的中功率频率较低(低于50kHz)的串联谐振负载比较适合。可减小开关损耗,改善器件的开关条件,减小开关应力。混合调功的另一个优点是:同单纯的PFM调功方式相比,它在获得较大的功率调节范围同时频率变化较小。两者输出功率与频率的特性见图5。图中fs/fo为频率标么值,Ps/Po为功率标么值,fs、Ps为输出频率和功率,fo、Po为谐振时的输出频率和功率。由图5可以看出,同单纯的PFW调功方式相比较,在获得同样的功率变化时,PWM2PFW混合调功方式频率变化较小。这种特性尤其适合于负载的品质因数比较小的感应加热如淬火等工况。因为从图2阻抗2频率可以看出:纯PFW调功方式在品质因数较大时,可以通过较小的频率改变获得较大的功率改变。但当品质因数较小时,为了获得大的9感应加热电源的PWM2PFM控制方法功率调节范围,频率的变化也较大。由于感应加热电流频率直接影响透入深度,所以纯PFW调功方式在某些感应加热场合(如工件的淬火)的应用中存在着局限性,PWM2PFW混合调功由于既调节占空比又调节频率,因而可在获得较大的功率调节范围的同时,频率的变化又较小。图5　功率频率标么值图为了抑制VD2,VD3反向恢复产生的尖峰电流,减小di/dt以及VT2,VT3的开通损耗,在VT2、VT3回路中串入了缓冲电感,从而可实现近似ZCS。但当VT2管关断时,电流由VD2向VT3转移,由于VD2反向恢复电流在电感上产生电压尖峰叠加在开关管VT2上,这对VT2是不利的,VD2应选用具有超快且软恢复特性的器件,同时应加缓冲电路以减小电压尖峰。VT3、VD3管的情形同VT2、VD2管。带缓冲的主电路见图6。图6　容性PWM2PFM方式主电路框图4　控制电路原理系统的控制框图见图7。图7　容性PWM2PFM控制框图为了实现图4中所示的工作状态,作者 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 了以锁相环集成电路为核心的控制电路。电路原理及工作波形及见图8。图8　控制原理图及工作波形控制电路原理:输出电流经过电流互感器和取样电阻R得到反映输出电流的电压信号Vi。该信号经低通滤波器滤除毛刺后经过零比较器得到方波信号A。方波信号A与压控振荡器的输出B经延迟Δt时间后的信号,由4046组成的锁相环电路的鉴相器2进行比较后,得到相位差信号,相位差信号经低通滤波器滤波后得到直流电压,该电压控制压控振荡器输出频率。B比A超前时间Δt,Δt可补偿电路的传输延迟。压控振荡器的输出信号驱动桥路的VT1,VT4臂。信号B经过方波2三角波转换得到三角波C。C与给定电平Ur比较得到交点信号D。由于两个锁相环电路都采用边沿鉴相器,所以当环路稳定后鉴相器的两输入信号同相位。D经锁相环电路转变为占空比为50%的方波信号,该信号及其反向信号驱动桥路的VT2、VT4桥臂。改变Ur电压的大小即可调节移相角度大小。这样就实现了VT1,VT4的驱动信号和电流的同相位。其他为死区时间形成和放大驱动电路,在此不详述。5　实验结果为验证所提出的观点和控制电路的可行性,作者设计了一台5kW/20kHz的样机。实验结果如下(Io为取样电阻电压波形,UAB为输出电压):图9　UAB、Io波形(占空比45%)01第37卷第1期2003年2月　　　　　　　　　　　　　　　　电力电子技术PowerElectronics　　　　　　　　　　　　　　　　Vol.37,No.1February,2003图10　UAB、Io(占空比25%)图11　桥臂电流I2、VT2管电压UT2(未加缓冲)图12　桥臂电流I2、VT2管电压UT2(加缓冲)由图11可见,由于二极管的反向恢复,导致在缓冲电感上产生尖峰电压,该电压叠加在开关管上。由图12可见加缓冲后电压尖峰明显减小。6　总　结在容性PWM2PFW混合调功方法中,由于一对桥臂是ZVS,另外一对桥臂为ZCS,只有开通损耗,所以只需实现该对桥臂的零电流开通就可实现全部器件的软开关,对于以IGBT为开关器件的逆变器比较适合。对于中小功率(≤50kW/50kHz以下)以IGBT为逆变器件的感应加热电源,这种控制方法是可行的。只要解决好移相臂的开通问题就可以实现ZCS。参考文献:[1]鲍建宇,徐　伟,张仲超.软开关相移PWM感应加热技术的研究[J].电力电子技术,2000,34(6):31～32.[2]袁俊国,于　非,吴兆麟.移相式高频感应加热装置的研究[J].电力电子技术,1999,33(6):13～15.[3]王立乔、黄玉水、王长永、张仲超.基于新型移相控制的感应加热电源的研究[J].电力电子技术,2001,35(1):3～4.[4]徐小亮.固态高频感应加热技术的研究[D],浙江大学[博士论文],1997.(上接第21页)Ch1.输出的电流波形　Ch2.电网电压波形(用变压器采集)图8　系统输出的电流波形和电网电压波形图6　结束语使用TI公司的DSP芯片F240实现了与电网电压信号的可靠同步。软、硬件设计 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 工作可靠,但有些方面仍需要改进,集中体现在以下两点:(1)同步的响应速度有待提高,可以考虑通过测定电网电压周期直接计算T1PR的方案,或是和本方案结合使用。(2)进一步增强同步的抗干扰和容错能力。参考文献:[1]TMS320FamilyDevelopmentSupportReferenceGuide[M].TexasInstruments,1990.[2]TMS320Fixed2pointDSPAssemblyLanguageToolsUs2er’sGuide[M].TexasInstruments,1991.[3]张占松,蔡宣三.开关电源的原理和设计[M].北京:电子工业出版社,1998.[4]张雄伟.DSP芯片的原理与开发应用[M].北京:电子工业出版社,1997.11感应加热电源的PWM2PFM控制方法