Microchip_使用dsPIC DSC的交错功率因数校正(IPFC)_01278a_cn

AN1278 前言 数字电源的应用非常广泛，从电信电源和基站到空调及 其他家用电器，随处可见。所有这些应用都普遍使用功 率因数校正（Power Factor Correction，PFC） 级来改 善输入功率因数、电压调节和输入电流的总谐波失真 （Total Harmonic Distortion， THD）。如果没有这样的 PFC 级，注入电流会由于短时间内的不连续而产生较大 的谐波分量。这又会导致更高的电网损耗、辐射和总谐 波失真。在功率级较高时，这些问题会更加明显，从而 导致系统总体效率降低。 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 升压转换器拓扑结构是实现数字 PFC 的首选方法。 该拓扑在持续导通模式 （Continuous Conduction Mode， CCM） 下运行转换器，从而显著减小输入电流的谐波分 量。应用笔记AN1106《用 dsPIC® DSC 实现能量转换 应用中的功率因数校正》（DS01106A_CN） 介绍了如 何使用 dsPIC® 数字信号控制器 （Digital Signal Controller， DSC） 以数字方式实现单级 PFC。 本应用笔记重点介绍交错功率因数校正 （Interleaved Power Factor Correction， IPFC） 转换器的 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 。其中 说明了如何在 16 位定点 dsPIC DSC 上以数字方式实现 IPFC，包括功能实现的理论以及 MATLAB® 建模。本应 用笔记还提供了硬件设计指南并介绍了如何安装和配置 IPFC 参考板。 IPFC 参考设计的目的是帮助用户通过使 用 dsPIC DSC 快速评估和改进 PFC。 dsPIC DSC 成本低且性能高，并组合了许多功能强大的 电子外设，如模数转换器（Analog-to-Digital Converter， ADC）、脉宽调制器 （Pulse-Width Modulator，PWM） 和模拟比较器，有助于简化电源应用的数字产品设计和 开发。 使用以数字方式实现的 IPFC 可以获得以下优点： • 可轻松实现复杂控制算法 • 可通过软件灵活地进行修改，以满足具体客户的 要求 • 更容易与其他应用相结合 本应用笔记介绍的控制器和硬件设计准则与技巧可用来 创建结构良好且可维护的应用设备。针对 IPFC 设计开 发的软件非常灵活，可根据具体应用的要求对其进行定 制和配置。 功率因数的含义 为了更深入地理解功率因数（Power Factor，PF），非 常有必要知道功率有以下两个分量： • 有功功率 • 无功功率 有功功率是在用户电 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 中记录的实际消耗的功率。这部 分功率完成有用功，如转化成热能、光能和动能。有功 功率以 kW 表示，在电表上显示为 kWH。 无功功率是维持与工业感性负载相关的电磁场 （Electromagnetic Field，EMF） 所需的功率。无功功率 以 kVAR 表示。 包括有功分量和无功分量在内的所需总功率称为视在功 率，以千伏安 （kVA） 表示。 功率因数是通过总视在功率计算任意系统所用有功功率 大小时使用的一个参数。由于提高功率因数通常会带来 明显的经济效益，因此它已成为一个重要的可测量量。 公式1 定义了功率因数。 公式 1： 作者： Vinaya Skanda 和 Anusheel Nahar Microchip Technology Inc. Power Factor Real PowerApparent Power ---------------------------------------=功率因数 有功功率视在功率 使用 dsPIC® DSC 的 交错功率因数校正 （IPFC）  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第1页 AN1278 当该比值偏离 1 时，表示输入中存在相移或谐波失真 （或者两者均有），其中任意一项都会减小功率因数。因 此，由于以下两点原因，相应功率被视为系统中的无功 功率： • 电流相对于电压的相移 （导致位移） • 电流中存在谐波分量 （导致失真） 这两个因数分别定义为位移因数和失真因数，二者相乘 得到功率因数，如公式2 中所示。 大多数功率转换应用使用 PFC 级作为交流-直流转换器 的第一级来改善相移因数和失真因数，以便从电源获得 最小的视在功率。为减少输电线和发电机中的功率损 耗，需要从电源中吸收最小的视在功率，从而提高电源 质量和总的系统效率。PFC 级的基本功能是使得流出系 统的输入电流呈正弦波并与输入电压保持相位一致。 公式2： 位移因数和失真因数 功率因数 = 位移因数 x 失真因数 其中： cosφ = 电压与电流的位移因数 THD = 总谐波失真 I1 = 以基波频率流出电源的电流 I2 = 以二倍基波频率流出电源的电流，以此类推 PowerFactor φcos 1 1 I2 I1⁄( )2 I3 I1⁄( ) 2 …+ + + ---------------------------------------------------------------------⋅ φcos 1 THD2+ ----------------------------= = 位移因数 失真因数 THD I2 I1§( )2 I3 I1§( ) 2 …+ += 功率因数 DS01278A_CN第2页  2009 Microchip Technology Inc. AN1278 两级IPFC 的拓扑注意事项 图 1 说明了两级 IPFC 系统的简化框图以及其与 dsPIC DSC 器件的接口。该系统是一个交流-直流转换器，可将 交流输入电压转换为经过调节的直流输出电压并保持高 输入 PF。IPFC 转换器使用两个相互并联且电流相位被控 制为相差 180º 的升压转换器。 使用 dsPIC DSC 器件实现控制算法。以下信号是 dsPIC DSC 和控制算法的输入 （见图 1）： • 整流后的输入电压 （VAC） • 整流后的输入电流 （IAC） • 直流母线电压 （VDC） • MOSFET1 电流 （Im1） • MOSFET2 电流 （Im2） dsPIC DSC 生成两个 PWM 脉冲： PWM1 和 PWM2， 这两个脉冲控制两个 IPFC 转换器。两个独立转换器开 关电流 （Im1 和 Im2）受到监视，确保两级之间负载均 衡。 IPFC 系统的第一级是一个输入整流器，它将电源频率 的交流电压转换为单向整流电压。整流后的电压馈入 PFC 转换器电路中，在负载上产生一个平滑恒定的直流 电压。控制系统的选择取决于所用 PFC 转换器的类型。 为确定要使用何种 PFC 转换器，需比较下列三种基本拓 扑结构：降压式、升压式和升降压式（见图 2）。 表 1 说明了这三种拓扑结构的功能区别。通过比较不同的 拓扑结构，我们选择升压转换器拓扑结构，因为它具有 以下主要特征： • 可在持续导通模式下运行 • 无交叉失真 • 输出电压为正 • 输出电压大于输入电压 • 成本较低 升压拓扑结构 升压式 PFC 转换器放大输入电压并将电感器电流的波 形调整为与整流后的交流电压相似。电源开关的额定电 压与转换器的额定输出电压相同。图 3 中显示了基本的 升压转换器电路。 与其他基本拓扑结构 （例如降压转换器或升降压转换 器）不同，升压拓扑结构 PFC 转换器可在持续导通模 式下运行。该模式可减小输入电流中的谐波分量。但 是，在持续导通区域中的运算取决于系统中的电感值 和负载量。 图 1： 两相 IPFC 框图 整流器 数字信号控制器 （dsPIC® DSC） 负载 VAC IAC VDC PFC 转换器 （I 级） PFC 转换器 （II 级） IM1 IM2 直流输出 PWM2 PWM1 交流 电源  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第3页 AN1278 图 2： 电源转换拓扑结构 降压转换器 升压转换器 升降压转换器 V1 S D L C - + + - i V2 S DL C - + + - i V2 S D L C - + - + i V2 V1 V1 V1 i i i 0 0 0 ωt ωt ωt ωt ωt π π π π π−α V1 V1 V2 < V1 V2 > V1 V2 > V1 V2 < V1 α 表 1： 不同 PFC 拓扑结构的比较 转换器类型 输出电压极性 交叉失真 线路电流波形 降压式 正 有 始终不连续 升压式 正 无 连续 升降压式 负 无 始终连续 注： 根据负载条件和电感值，升压转换器可在持续导通模式下运行。 DS01278A_CN第4页  2009 Microchip Technology Inc. AN1278 IPFC 数字设计 总之， PFC 具有以下优点： • 电能和配电成本较低 • 配电期间电气系统损耗更低 • 稳压效果更佳 • 可提高电容量以满足用电要求 与 IPFC 转换器相比，单级 PFC 存在以下局限性： • 无法消除纹波电流 • 两个转换器并联时负载不均衡 • PFC 电感体积大 IPFC 转换器可克服这些局限性。它包含两个相互并联 且电流相位被控制为相差 180º 的升压转换器，如图 3 所示。 在输入端，从电源流出的总输入电流（IAC） 等于两个 电感电流（IL1 和 IL2）之和。由于通过两个电感的纹波 电流存在相位差，因此它们将互相抵消，从而减小了输 入端的总纹波电流。占空比为 50% 时，可达到最佳的 纹波电流抵消效果。 在输出端，通过输出电容的电流 （IC） 等于两个二极管 电流 （ID1 和 ID2）之和减去输出电流 （ILOAD）。 图 3： IPFC 升压转换器电路 整流器 PWM1H IM1 PWM1L IL2 IM2 ID2 PFC C 负 载 ADC PWM 输出 ADC ADC ADC ADC dsPIC® DSC IL1 ID1 ILoad IC  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第5页 AN1278 图 4： IPFC 信号 PWM1H PWM1L IL1 IL2 ID1 ID2 t t t t t t t IC = (ID 1 + ID 2) - 1 DS01278A_CN第6页  2009 Microchip Technology Inc. AN1278 平均电流模式控制 IPFC 系统使用平均电流模式控制方法来满足系统要求。 对于 PFC 来说，此控制方法用于在保持输入电流呈正 弦波形且与输入电压相位一致的同时，对直流输出电 压进行调节。 在转换器的大部分工作区域中，此控制方法在持续导通 模式下运行。其工作主要取决于任意点的负载电流值以 及所选的电感器。 与其他方法相比，平均电流模式控制具有下列多个优点： • 适用于较高功率级的工作 • 电感中的纹波电流更少 • 降低了 EMI 滤波器要求 • 从电源流出的 RMS 电流更少 • 可以在持续导通模式下工作 为得到平均电感电流的正弦波形，可以在软件中生成任 意一种正弦图案或者使用整流后的电压本身作参考。此 处，我们使用整流后的电压来获得必需的电感电流波 形。 TS 是 PWM 的总开关周期， tON 是 MOSFET 的导 通时间， tOFF 是 MOSFET 处于关闭状态的时间。控制 系统控制 tON 时间来获得必需的电感电流波形（见 图 5）。图 6显示了数字平均电流模式控制方案的框图。 图 5： IPFC 输入电流波形 IL VAC /L tON tOFF T （VAC VDC ） / L PWM 开关周期 线路半周期 - IL 平均电感 电流受到控制  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第7页 AN1278 图 6： IPFC 的平均电流模式控制 k1 k2 k5 VAC C D1 VDC + - VERR IAC IERR 电流误差补偿器 IACREFICAPREF VAC *VDCRef 1 / VAVG IPFC 升压转换器 dsPIC® DSC ID VDC L1 D2 ID L2 S2 + -IERRIRef = 0 + -IM1 k3 k4 + - VL D1 D2 D D ∆D ∆D 负载平衡回路 IM2 IM2 IM1IAC VDC 硬件 电压误差补偿器 PI 控制器 PI 控制器 PI 控制器 + + + - VAC 后换算器 ∆D 后换算器 D S1 IL1 IL2 CT CT 负 载 DS01278A_CN第8页  2009 Microchip Technology Inc. AN1278 控制回路 IPFC 控制系统包括以下控制回路： • 电压控制回路 • 电流控制回路 • 负载平衡控制回路 • 输入和输出电压去耦回路 电压控制回路 它是一个 PI 控制器，是控制系统中最外层的回路。该回 路用于调节输出电压，而负载电流 （ILoad） 和电源电 压 （VAC） 的任何变化均对其没有任何影响。以下是电 压控制回路的输入： • 参考直流电压 （VDCREF） • 直流母线电压 （VDC） 电压控制回路的输出是控制信号，用以确定电流控制回 路的参考电流 （IACREF）。 电压控制回路以 2 kHz 的频率执行，且带宽为 10 Hz。选 择带宽时要考虑到在输入信号为 100 Hz 或 120 Hz 时， 输入频率纹波对直流输出电压的影响达到最小。 电流控制回路 它是一个 PI 控制器，是控制系统的内层回路。此回路可 校正如下两个电流之间的误差，它们是电流控制回路 的输入： • 参考电流信号 （IACREF） • 输入电流 （IAC） 电流控制回路的输出是一个控制信号，用以确保输入电 流 （IAC） 与参考电流 （IACREF） 的波形一致。 电流控制回路以 50 kHz 的频率执行，且开关频率为 100 kHz 时的带宽为 4 kHz。电流控制回路的带宽和执 行频率应比电压控制回路快很多，因为它必须准确无误 地跟踪频率为输入频率两倍的正弦半波。电流控制回路 的输出决定了开关 MOSFET 所需的占空比 “D”。 负载平衡控制回路 每个升压转换器的输出电压可能略有不同。MOSFET 的 内部特性以及电感、电容和二极管的内部电阻会有差 异，因而可能存在这种偏差。因此，当两个 MOSFET 同 时使用相同的占空比时，可能会导致两个升压转换器级 之间负载不均衡。这就需要采用负载平衡控制回路来平 衡两个升压转换器开关中的电流，以此使两个转换器的 负载均衡。 负载平衡控制回路的其中一个输入是两个升压转换器的 MOSFET 电流之差 （IM1- IM2）。另一个输入作为此控 制回路的参考输入，其值固定为零。此控制回路主要用 于校正 MOSFET 电流之间的差异，使其接近参考输入 值零。负载平衡控制回路的输出是一个占空比校正项 （∆D），该项与主占空比 “D”相加得到第一个升压转 换器的占空比 D1。从主占空比“D”中减去 ∆D 项可得 到第二个升压转换器的占空比 D2。 输入和输出电压去耦回路 IPFC 也用于调节直流输出电压，输入电压的任何变化 均对其没有任何影响。这将通过将系统与输入电压去耦 来实现。通过电流误差补偿器的输出可得出 MOSFET 的最终占空比值。它考虑了 VAC 信号的变化。  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第9页 AN1278 IPFC 的数字设计 在基于 dsPIC DSC 的应用中，相关的模拟参数会被离 散化。这样，从现有硬件向对应数字元件的转变就更加 简单，并且更加合理。表 2 列出了 IPFC 转换器的各种 硬件和软件设计参数。 表 2： 硬件和软件设计参数 补偿器的设计 所有补偿器均使用以数字方式构建的比例积分 （Proportional-Integral， PI） 控制器。以下几部分将介 绍为电压、电流和负载平衡补偿器选择比例和积分增益 的过程。 使用表 2 中给出的设计参数可计算下列参数（见 公式3）： • 最大电阻 • 最大电导 公式3： 编号 设计参数 符号 值 硬件参数 1 输出功率 Pout 350 瓦 2 输入电压范围 （rms） Vin 85V 到 265V 3 输入频率范围 f 45 Hz 到 66 Hz 4 输出电压 VDC 400V 5 输出电容 C 360 µF 6 电感 L1， L2 700 µH 7 开关频率 fs 100 kHz 软件参数 1 电压控制回路频率 fVLoop 2 kHz 2 电流控制回路频率 fILoop 50 kHz 3 负载平衡控制回路频率 fLBLoop 2 kHz 4 电压前馈回路频率 fFFLoop 50 kHz 5 平均电压计算频率 fAVG 100 kHz 6 电压回路带宽 BWVLoop 10 Hz 7 电流回路带宽 BWILoop 4 kHz 8 积分电压回路带宽 IBWVLoop 2.5 Hz 9 积分电流回路带宽 IBWILoop 1 kHz 10 负载平衡回路带宽 BWLBLoop 200 Hz Rmax Vmax Imax ------------= σmax 1 Rmax ------------= Rmax 440V 12.54A ----------------- 35.08Ω== σmax 1 35.08Ω ------------------ 0.0285 mho== 其中： Rmax = 最大电阻 σmax = 最大电导 DS01278A_CN第10页  2009 Microchip Technology Inc. AN1278 电压误差补偿器 电压误差补偿器的输入是电压之间的差值，输出是电容 电流；因此，传递函数的单位为电导的单位。传递函数 除以最大电导 （或乘以最大电阻）可得到范围在 -1 到 +1 内的输出值，该值与单位量类似。 使用升压转换器的小信号模型可导出电压误差补偿器的 比例增益 （见公式4）。 公式4： 电流误差补偿器 电流误差补偿器的输入是电流之间的差值，输出是电感 电压；因此，传递函数的单位为电阻的单位。该量除以 最大电阻这一因子（或乘以最大电导这一因子）可得到 范围在 -1 到 +1 内的输出值。 使用升压转换器的小信号模型可导出电流误差补偿器的 比例增益 （见公式5）。 公式5： 负载平衡误差补偿器 负载平衡补偿器与电流误差补偿器类似，它也是通过将 输出标准化到 -1 到 +1 的范围来设计的。 使用升压转换器的小信号模型可导出负载平衡补偿器的 比例增益 （见公式6）。 公式6： 平均电压计算 整流后的输入电压的平均值用于获得所需的正弦波形。 为使输入电流呈半正弦波形（即正弦的绝对值），我 们将电压误差补偿器的输出乘以 |sinθ| 这个因子。结果 值作为电流误差补偿器输入的一个参考项。 |sinθ| 可以 通过在软件中创建查找表来获得，也可以从 VAC 的固有 波形中提取，该电压是整流后的交流反馈电压，也将具 有正弦波形。 在本应用中，我们通过使用反馈电压 VAC 来获得正弦波 形。瞬时输入整流电压 VAC 通过公式7 得出。 公式7： 为获得不受输入电压幅值影响的波形，通过公式8 计算 |sinθ| 的值。 公式8： Ga 2 π× C BWVLoop×× Rmax×= Gsa 2 π× Ga× IBWVLoop× fVLoop ---------------------------------------------------------= 其中： Ga = 电压误差补偿器的比例增益 Gsa = 电压误差补偿器的积分增益 BWVLoop = 电压回路带宽 IBWVLoop = 积分电压回路带宽 fVLoop = 电压控制回路频率 Ra 2 π× L BWILoop×× σmax×= Rsa 2 π× Ra× IBWILoop× fILoop -------------------------------------------------------= 其中： Ra = 电流误差补偿器的比例增益 Rsa = 电流误差补偿器的积分增益 BWILoop = 电流回路带宽 IBWILoop = 积分电流回路带宽 fILoop = 电流控制回路频率 Ka 2 π× L BWLBLoop×× σmax×= Ksa 2 π× Ka× IBWLBLoop× fLBLoop ------------------------------------------------------------= 其中： Ka = 负载平衡误差补偿器的比例增益 Ksa = 负载平衡误差补偿器的积分增益 BWLBLoop = 负载平衡回路带宽 IBWLBLoop = 积分负载平衡回路带宽 fLBLoop = 负载平衡控制回路频率 VAC Vm Sinθ⋅= 其中： Vm = 半正弦波的峰值电压 VAC = 交流整流电压 sinθ VAC VM ------------=  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第11页 AN1278 对于全波桥式整流器输出电压，可通过平均电压来表示峰 值电压（见公式9）。 公式9： 通过替换公式8 中的 Vm 值，可得到公式10。这样便确 保电流参考项仅乘以正弦波形的一半并保持不受电压幅 值的影响。 公式10： 由于输入电压的平均值差异不大，因此可以在若干周期 后计算和更新一次平均电压。 输入和输出电压去耦计算 在升压转换器电路中，假定 VDC 接近基准电压 （即 400V）。根据基尔霍夫定律可推导出下列公式（见 公式11）。 公式11： 由此可见，通过校正主占空比 （D） 可补偿输入电压变 化造成的影响，该电压变化将输入负载平衡控制回路。 负载平衡补偿器用于计算负载校正项。使用占空比 （D）和负载校正项，可导出两个升压转换器各自的占空 比。 公式12 介绍了通过去耦控制回路得到的最终公式。 公式12： 通过两个交错 PFC 改善性能 根据系统中容许的纹波电流选择电感值。在单级 PFC 转 换器中，如果给定了功率级和开关频率，则通过公式13 可计算存储在电感中的能量。纹波电流 ∆I 的大小决定电 感“L”的值。 公式13： 在两级 IPFC 转换器中，假定功率等级和开关频率不 变，则通过公式14 计算存储在电感中的能量。 公式14： 式中每一级的电感为 2L，这是因为每一级的纹波电流 是单级 PFC 转换器纹波电流的一半。由于交错，纹波趋 于抵消，因而输入相同的分量大小可获得更佳的性能。 这也会导致总的线路纹波电流减小。因此，各个级要处 理的纹波电流会减少，这又会减少每一级所需的电感。 Vavg 2Vm π ----------= Vm πVavg 2 ---------------= sinθ 2VAC πVavg -----------------= VAC VL– Dd VDC⋅( )– 0= Dd VAC VL–( ) VDC⁄= D 1 Dd– 1 VAC VL–( ) VDC⁄–= = 其中： VAC = 从 ADC 获得的输入整流电压 VL = 从电流误差补偿器获得的电感电压 VDC = 从 ADC 获得的直流输出电压 D = 主占空比 Dd = 二极管的占空比 D1 D ∆D+= D 1 VAC VL–( ) VDC --------------------------–= D2 D ∆D–= 其中： D = 主占空比 （D） D1 = MOSFET 1 的占空比 （D1） D2 = MOSFET 2 的占空比 （D2） ESinglestage 1 2 ---LI2= EInterleaved 1 2 --- 2L( ) I2---    2 1 2 --- 2L( ) I2---    2+= DS01278A_CN第12页  2009 Microchip Technology Inc. AN1278 选择纹波电流（∆I） 使其为所选值的两倍。因此可通过 公式15 计算存储在电感中的能量。 公式15： 软件中使用的函数 本应用软件中所用的所有函数都是用 C 语言开发的。数 字常量和变量以 Q15 格式 pdf格式笔记格式下载页码格式下载公文格式下载简报格式下载 或 1.15 格式定义。由于所选 的 dsPIC DSC 器件是一个 16 位数字信号控制器，当中 间计算过程的增益或常量超出 16 位范围时，在计算期 间会相应地将其预换算为其他格式，然后通过后换算将 最终结果重新转换为 Q15 格式。 表 3 列出并介绍了软件中所用的函数（有关详细信息， 请参见附录 A：“源代码”）。注： 对于交流线路电流中给定的纹波成份，使用 交错配置的两个升压转换器可显著减小电感 的大小。反之，对于给定的电感大小，可明显 减小纹波电流 （见公式15）。 EInterleaved 1 2 --- L( ) I 2 ---   2 1 2 --- L( ) I 2 ---   2 + 1 2 ---E Singlestage = = 表 3： 软件中使用的函数 文件名 函数名称 说明 源文件 main.c main（） 配置器件的工作频率。 配置辅助时钟模块。 调用函数以配置 ADC 和 PWM 模块。 检查故障状态。 adc_isr.c ADCP2Interrupt（） 读取电流和电压值。 检查故障状况。 在未出现故障时，执行各种控制回路。 在出现故障时，禁止 PWM 输出。 InitdsPIC.c Init_ADC（） 配置 ADC 模块。 Init_PWM（） 配置 PWM 模块。 Init_IO（） 配置 IO 端口。 Init_CMP（） 配置模拟比较器模块。 Vars.c — 声明和初始化所有全局变量。 compensators.c VoltageController（） 执行用于电压误差补偿器的 PI 补偿器。 CurrentController（） 执行用于电流误差补偿器的 PI 补偿器。 FeedForward（） 提供前馈项和最终占空比值。 AverageVoltageCalc （） 计算交流整流电压的平均值。 LoadBalance（） 执行两个升压转换器的负载平衡补偿器。 头文件 defines.h（1） — 定义所有全局函数原型和全局参数。 vars.h — 包含 Vars.c 的支持文件。 定义所有外部全局定义。 注 1： 此文件基于所用硬件的类型、功率等级、控制回路频率、控制回路带宽以及其他参数进行更新。按照设计 输入这些参数后，软件会自动计算和换算剩余的增益。有关更多详细信息，请参见附录 A：“源代码”。  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第13页 AN1278 软件中使用的资源 表 4 列出了在 dsPIC33FJ16GS504 器件上开发的 IPFC 软件所用的资源。 图 7： 数字 IPFC 的状态流程图 表 4： 软件中使用的资源 资源 组件 值 存储器 程序存储器/闪存 3500 字节： 约 21% 数据存储器/RAM 110 字节： 约 5% MIPS/指令周期 电流回路 50 kHz 时约 130 个周期： 40 MHz 时约 7 MIPS 电压回路 2 kHz 时约 110 个周期： 40 MHz 时约 0.3 MIPS 平均值计算回路 15 Hz 时 70 个周期： 40 MHz 时可忽略不计 前馈回路 50 kHz 时约 100 个周期： 40 MHz 时约 5 MIPS 负载平衡回路 2 kHz 时约 90 个周期： 40 MHz 时约 0.2 MIPS 系统开销 50 kHz 时约 50 个周期， 40 MHz 时约 2.5 MIPS 注： 最坏情况下，整个代码平均占用 < 15 MIPS，约为 38% 复位 初始化 ADC 和 PWM 初始化 PI 控制器的 常量 允许中断 等待 ADC 中断 ADC 中断服务 例程 软件启动 功能 电压 补偿器 平均电压和 电压去耦 补偿器 负载平衡 补偿器 更新 两个升压 转换器的 占空比 电流 补偿器 ADC 的 PWM 触发器 下一循环 VDC IAC IM1IM2 DS01278A_CN第14页  2009 Microchip Technology Inc. AN1278 ® MATLAB 建模 通过 MATLAB SIMULINK® 模型来实现 IPFC 系统的控 制系统设计。使用此模型可得到 PI 控制器和补偿器的 各种系统增益和参数值。本部分介绍 MATLAB 建模、 IPFC 系统的设计注意事项以及设计约束。 图 8 显示了 IPFC MATLAB 模型，图 9 显示了数字控制系 统。公式16 列出了描述升压转换器电路的解析表达式。 公式16：升压转换器 IPFC 电路执行以下主要任务： 1. 确保输入电流随输入电源电压变化并获得与该电 压一致的波形 （失真因数）。 2. 使流出系统的输入电流呈正弦波并与输入电压保 持相位一致 （位移因数）。 3. 在不同的负载条件和输入电压下使升压输出电压 保持恒定（通常为 400V）。通常，整流器的正弦 波输入电压在 85V 到 265V rms 范围内变化。 控制系统的主要目标是控制电感电流 （IAC） 以跟踪参 考信号 （IACREF）（见图 6）。此参考信号与整流电压 相位一致，因此它随时间而变化。 通常，整流正弦电压的频率为 100-120 Hz，且其中包含 高次谐波。参考电流信号 （IACREF） 也将有相同的频 率。因此，为进行更可靠的指令跟踪，电流所需的带宽 至少应为 IACREF 信号频率的 10 倍。 如果开关频率约为 100 kHz，则电流的控制回路带宽在 4000 Hz 到 6000 Hz 之间选择。选择电压回路带宽为 10 Hz，以便电流信号（100 或 120 Hz）不会失真。此 处选择的零带宽或积分电压带宽是电压回路带宽的 1/5 或 1/4。 电压和电流回路带宽相差很大，所以它们不互相影响且 不重叠。因此，通过特征公式得到的近似关系非常接近 实际公式。 下面是升压转换器的基本电源转换器公式： 在 A 点应用基尔霍夫电流定律计算 IC （见图 8） VL VAC Dd V⋅ DC–= ID DdIL= IC ID ILoad–= VDC IC sC ------= IAC VL sL -------= 其中： VAC = 整流输入电压 VL = 从电流误差补偿器获得的电感电压 VDC = 从 ADC 获得的直流输出电压 D = 主占空比 Dd = 二极管的占空比 ID = 二极管电流 IAC = 交流整流电流  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第15页 A N 1278 D S01278A _C N第 16页  2009 M icrochip Technology Inc. 图 8： IPFC MATLAB® 模型  2009 M icrochip Technology Inc. D S 01278A _C N第 17页 A N 1278 图 9： IPFC 数字控制系统模型 AN1278 输入电压前馈补偿器 由于电压回路带宽很小，因此电压前馈方法用于校正输 入电压变化。但是，如果使用 VAC 和 VDC 生成了二极管 占空比 Dd，则不需要前馈。 出于安全考虑，将 MOSFET 的最大占空比限制为 90%。 这意味着将 Dd 的最小值限制为 10%。 在典型 IPFC 电路中，如果存在大容量电容，则会产生 缓慢变化的输出电压，该电压可视为恒定电压。为进一 步完善实现方案与节省处理器 MIPS，可按 1 ms 的慢速 率计算确定 MOSFET 占空比所需的 1/VDC，这是因为 VDC 在 1 ms 时间内不会变化太大，而控制回路可以每 10 µs （100 kHz） 执行一次。 IACREF 应具有以下特性： • IACREF 应与 VAC 或 |sin （θ） | 成比例关系 • 二极管电流 （ID （t）） 应与输出电压误差 （VDCREF - VDC） 成比例关系，以便能通过控制 ID （t） 将误差减小 至零。 • IAC 的波形应与整流输入电压的波形一致。需要以较 慢的速率校正因负载变化引起的输出电压误差，以 保持 IAC 的波形。因此，将电压回路的带宽选择为整 流正弦波频率的 1/10。 BWVLoop 被选择为10-15 Hz。 通过公式10 和公式16 推导出下列公式。 公式17： 数字设计注意事项 在 MATLAB 中实现解决方案应考虑以下方面： • PID 控制器 使用零阶保持函数和 PID 控制器执行建模。零阶保持 表示二极管占空比 （Dd） 在一个采样周期内保持恒 定。 • 连续到离散变换 （c2d MATLAB 函数）： 通过 MATLAB 中提供的 c2d 函数将连续系统转换为 离散系统。公式18 列出了系统模型中所含各项的连续 和离散形式。 公式18： 将使用适当采样时间的零阶保持函数添加到 SIMULINK 模型以激励系统。 • 量化 在 SIMULINK 中实现 ADC 和 PWM 的量化模块以及 饱和模块。 • 带宽选择 一般来说，带宽最多应为控制回路频率的 1/7。控制 回路频率还受到开关频率的限制。 • 数字分辨率 由于 DSC 中定点处理器能够表示的范围有限，因此 （Ki.Ts） 这一乘积可能非常小。如此将产生稳态误差。 最好以较低的频率执行外部回路控制以抵消此效果。 这样将确保 Ts 足够大，从而可以在每个周期都产生有 限数。 IACREF G VDCREF VDC–( ) Sinθ π 2⁄( )⋅ ⋅ ⋅= 其中： IACREF = 电容参考电流 VDCREF = 直流母线参考电压 VDC = 直流母线电压 G = PI 控制器传递函数增益 Kp Ki s ----- Kds Kp Ki Ts z 1–( )⋅ 1 z 1–– ---------------------------- Kd Ts z 1–( )⋅ 1 z 1–– ----------------------------- 连续时域中的项 离散时域中的项 DS01278A_CN第18页  2009 Microchip Technology Inc. AN1278 设计约束 下面是一些设计约束： 1. 由于系统参数存在一些实际限制，如占空比（即 D > 10%），因而在电压接近零时，电流波形中 存在平坦区。因此，限制 MOSFET 的最大导通 时间后，输入电压 （VAC） 接近零时，如果转换 器在持续导通模式下运行，则无法将输出电压升 高为 VDC。 例如，如果 Vin （t） 为 20V 且 Vo 为 400V （即 增益为 20），则二极管导通时间不能超过持续导 通模式时间的 5% （1/20%）。由于占空比被固 定为最低 10%，因此该工作区域中的波形不理 想。 2. 由于 VDC 的带宽小，因此系统的校正和稳定需 要较长的时间。要将负载发生变化时 VDC 的变化 降至最低程度，需选择较大的 C 值。如果可使用 单独的电流传感器测量负载电流，则会削弱其影 响。人们将此称之为负载前馈或干扰去耦。因 此，结果不会是负载导致电压突降，然后 PI 控制 器再进行校正，因为在电压突降发生之前，控制 器已考虑到这一情况。使用此方法，可明显减小 输出电容的大小。 3. 我们通过仔细 分析 定性数据统计分析pdf销售业绩分析模板建筑结构震害分析销售进度分析表京东商城竞争战略分析 发现，电压回路带宽还是占空 比的函数且其等于 （BWVLoop * Dd * 2） Hz。因 此，带宽会随着占空比的变化而改变。它在正弦 波波峰时达到最大，在过零时达到最小。 实验室测试结果和波形 图 10 到图 15 显示了 175W 和 350W 时 IAC、 VAC 和 VDC 的波形。此信息有助于验证采用 dsPIC DSC 器件 的数字实现方案。 图 10： 175W 时的 IAC 和 VAC  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第19页 AN1278 图 11： 350W 时的 IAC 和 VAC 图 12： 从 175W 瞬变到 350W 时的 IAC 和 VAC DS01278A_CN第20页  2009 Microchip Technology Inc. AN1278 图 13： 从 350W 瞬变到 175W 时的 IAC 和 VAC 图 14： 175W 变为 350W 时的 VDC 响应  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第21页 AN1278 图 15： 350W 变为 175W 时的 VDC 响应 DS01278A_CN第22页  2009 Microchip Technology Inc. AN1278 IPFC 硬件设计 本部分介绍了详细的硬件信息和设计准则。图 16 显示 了 IPFC 系统的框图。图 16 中显示的主要硬件构建模块 将在本节进行讨论。 IPFC 系统的核心部分是升压转换 器级。系统的升压转换器和各种元件经过专门设计，能 够确保系统稳定耐用并且具有多项功能。 图 16： IPFC 系统框图 图 17： EMI 滤波电路 注： 有关制造商的部件编号和数据手册的更多信 息，请参见参考设计归档文件（请参见附录 A：“源代码” ）中提供的物料清单（Bill of Material， BOM）。 EMI 滤波器 交流 整流器 信号适配 dsPIC® DSC调试接口 辅助电源 升压 转换器 直流 输出电源 交流 输入电源 保险丝 1开关 1 MOV1 C1 C2 C3 C4 R1 L1 G L N  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第23页 AN1278 EMI 滤波器模块 主电源输入端和交流整流电路间的 EMI 滤波器是一个 单级 π 型四重滤波器，其设计目的是为了满足传导 EMC 标准。 EMI 滤波器的输入电压范围是 85-265 VAC。 EMI 滤波器的输出电压范围是 85-265 VAC。 EMI 滤波器电路的简化原理图如图 17 中所示。 L1 是一 个双线绕制的环形电感器。与接地点 （G） 相连的 C1 和 C2 符合 Y2 类要求且满足 CATII 过压类别标准。扼流 器 （L1） 和电容器（C1和C2）一起过滤共模噪声。 扼流器 （L1） 对共模噪声的同相分量提供高阻抗，而 C1 和 C2 将噪声的高频分量分流到接地点。差模噪声通 过 C3 和 C4 过滤。电路断电时使用放电电阻。变阻器 MOV1 和保险丝提供过压/过流保护。 交流整流器模块 二极管电桥负责交流输入信号的整流。它支持额定交流 输入电压 （85-265 VAC） 和规定的额定功率。整流器 模块还通过一个负温度系数 （NTC） 的热敏电阻提供过 流保护。 升压转换器模块 升压转换器包含 IPFC 级并由整流器的输出馈电。升压 转换器电路的简化原理图如图 18 中所示。调节后的转 换器输出电压是 400 VDC。 该转换器包含两个升压转换器级，它们相互并联且相位 相差 180º。这种配置可实现两个单元间的功率平衡。电 路元件的规格确定基于规定的输入 /输出电压、额定功 率、容差和设计板上的可用空间。每级的规格均基于在 达到最大额定功率时，这两级之间分担的功率相等这一 假设来确定。 电感选择 （L2 和 L3） 除前一部分列出的参数外，设计升压电感 （L2 和 L3） 时还需要考虑另外一点： 交流输入端上出现的最小峰值 电压。升压转换器还会在满足负载功率要求的同时，将 最小峰值电压提升到所需输出电压。电感 L2 和 L3 的值 使用公式19 计算，这些值被视为是电感的初步近似值。 公式19： 对于 IPFC 电路， I% 被假定为 40%，因为两级之间相位 相差 180º 时可以抵消纹波。对于最小输入电压 （85V）， VDC 为 400 时所需输出功率为 350W。公式 18 使用这 些值确定 L2 和 L3 的值。 公式20：电感计算 通常需要权衡电感值和输出电流之间的关系来选择电 感，低电感值会导致更高的输出电流，而高电感值则导 致更低的输出电流。如果选择市面上具有最小值的电 感，则 MOSFET 和输出电容器必须能支持相对更高的 电流和电压。根据公式20 提供的结果，为每个升压级选 择 700 µH 的电感。 注： EMI/EMC 滤波器值已基于系统中的开关频率 和预期噪声等级预先选定。可根据 EMI/EMC 的最终测试结果更改该值。 L2 L3 Vin_min 2η T I% Pout_max 2 ---------------------- ------------------------------ Vout Vin_min 2– Vout ------------------------------------------     = = Vin_min = 最小输入电压 Vout = 直流输出电压 T = PWM 开关的时间周期 Pout_max = 最大输出功率 η = 效率 I% = 可接受峰值与电感电流纹波峰值之比（典型值为 20-40%） 其中 ： L2 L3 85( )20.9 100 3×10( ) 1– 40 100 ---------350 2 --------- ------------------------------------------------------- 400 85 2–400 ----------------------------  = = L2 L3 649.49 mH= = DS01278A_CN第24页  2009 Microchip Technology Inc. AN1278 图 18： 交错升压转换器电路 MOSFET 选择 根据 IPFC 系统的规定输出电压和流过它的最大电流 （即，电感电流）来选择 MOSFET（Q1 和 Q3）。输出 电压 （Vout） 必须低于 MOSFET 的 VDS 额定值，同时 电感器电流 （IL1 和 IL2）应低于 MOSFET 的漏极电流 （ID） 额定值。电感电流可以通过公式21 计算。 公式21： 公式22 说明了电感峰值电流的计算过程。 公式22：电感电流计算 二极管选择 （D1 和 D2） 二极管（D1 和 D2）需根据反向恢复时间 （trr） 和反向 电压值 （VRRM） 来选择。反向恢复时间决定开关损耗， 在换向频率较高时，该损耗会明显增大。由于换向导致 的损耗与每次换向花费的时间成比例关系，因此反向恢 复时间应尽可能小。选择具有最小反向恢复时间的二极 管 D1 和 D2。所选二极管的额定反向电压大于 IPFC 的 输出电压。 IPFC 的效率代表可接受的总损耗。总功率损耗还包括 功率半导体器件的损耗 （例如，开关和传导损耗）。公 式23 用于计算给定规格下的功率损耗。 公式23： 选择功率半导体器件 （如二极管和 MOSFET）时，还 要考虑半导体器件的基本特性 （例如，电压和电流特 性）以及能够指示传导或换向时损耗的其他特征（例 如，二极管的反向恢复时间和 MOSFET 的漏源电阻）。 门 1 门 2 L2 L3 D2 D1 Q3 Q1 C6 D3 IL2 IL3 2 Pout_max 2 ---------------------- Vin_minη ----------------------------- 1 I% 2 -------+  = = 其中： Pout_max = 最大输出功率 Vin_min = 最小输入电压 η = 效率 IL2、 IL3 = 电感峰值电流 IL2 IL3 2 350 2 --------- 85 0.9⋅ ------------------ 1 40 100 --------- 2 ---------+      = = IL2 IL3 3.88A= = PL Pout 1 η– η -------------  = 其中： PL = 功率损耗 η = 效率 Pout = 输出功率  2009 Microchip Technology Inc. DS01278A_CN第25页 AN1278 公式 24 将可接受的半导体器件总损耗近似表示为 IPFC 激励电路总损耗的一半。 公式24： 电容选择 （C6） 大容量输出电容 （C6） 需根据可接受的输出电压纹波 以及欠压情形的最小保持时间来选择。假设保持时间 （tholdup） 为 15 ms，这相当于供电网半个周期的功率损 耗。电容值可通过公式25 来计算。 公式25： 电容的有效串联阻抗（Effective Series Resistance， ESR） 也会影响输出电压纹波。因此，推荐选用 ESR 尽 可能小的电容。如果电路板尺寸允许，则可通过并联两个 电容来降低电容的 ESR。并联配置的最终电容应当与电 容 C6 等效。但电容并联能分流总电流纹波。因此，可降 低每个电容承担的电流纹波。公式26 根据给定规格计算 功率损耗。 公式26：电容计算 对于该参考设计，选择了两个 180 µF 电容并采用并联方 式。 二极管选择 （D3） 为了限制启动浪涌电流，二极管 D3 应当能承受大容量 电容的充电电流和反向电压，反向电压等于输出电压 （Vout）。 图 19： MOSFET 激励电路 PL_Semi PL 2 ------ 39 2 ------ 19.5W== = 其中： PL_Semi = 半导体器件功率损耗 PL = 功率损耗 C6 2 Pout thold⋅ ⋅ Vout Vout_min( ) 2– ---------------------------------------------= 其中： Vout_min = 保持时间内可接受的输出电压纹波 thold = 保持时间 Vout = 输出电压 C6 2 350 15e 3–⋅ ⋅ 400 350( )2– ----------------------------------- 280 µF== a1 1 a1 2Vcc1 0 3 a2 3 a2