第05章 交流-直流变换器(整流器)

null第 5 章 交流－直流变换器（整流器） 第 5 章 交流－直流变换器（整流器） 5 交流－直流变换器（整流器） 5 交流－直流变换器（整流器） 5.0 概述 5.1 整流器的类型和性能指标 5.2 不控整流电路 5.3 单相桥式晶闸管相控整流电路 5.4 三相半波相控整流电路 5.5 三相桥式相控整流电路 5.6 交流电路电感对整流特性的影响5 交流－直流变换器（整流器） 5 交流－直流变换器（整流器） 5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路 5.9 相控有源逆变电路工作原理 5.10 相控整流及有源逆变晶闸管触发控制 5.11 含有源功率因数校正环节（PFC）的单相 高频整流 小结5.0 概述5.0 概述利用半导体电力开关器件的通、断控制，将交流电能变为直流电能称为整流。 实现整流的电力半导体开关电路连同其辅助元器件和系统称为整流器。 5.0 概述（续1）整流器的类型很多，归纳分类如下： 1.按交流电源电流的波形可分为： （1） 半波整流。（2）全波整流。 2.按交流电源的相数的不同可分为： （1） 单相整流。（2）三相整流。 3.按整流电路中所使用的开关器件及控制能力的不同可分为： (1） 不控整流。（2）半控整流。（3）全控整流。 4.按控制原理的不同可分为： （1） 相控整流。（2）高频PWM整流。开关器件为二极管 开关器件为晶闸管开关器件为全控器件5.0 概述（续1）5.0 概述（续2）5.0 概述（续2）对交流－直流变换最基本的性能要求： 直流输出电压可以调控（交流输入电压变化时或负载变化时输出的直流电压可保持为任意指令值） 输出电压中交流分量（即谐波电压）被控制在允许值范围以内； 交流侧电流中的谐波电流也要求在允许值以内。 此外交流侧的功率因数、整流器的效率、重量、体积、成本、电磁干扰EMI和电磁兼容性EMC以及对控制指令的响应特性都是评价整流器的重要指标。 5.1 整流器的类型和性能指标5.1 整流器的类型和性能指标整流器最基本的性能指标有： 1. 电压谐波系数或纹波系数RF（Ripple Factor） 2. 电压脉动系数Sn 3. 输入电流总畸变率THD (Total Harmonic Distortion) 4. 输入功率因数PF（Power Factor） 上述基本性能指标能比较科学地评价各种整流电路的性能优劣 。5.1 整流器的类型和性能指标（续1）5.1 整流器的类型和性能指标（续1）纹波电压的定义：整流输出电压中除直流平均值电压VD外全部交流谐波分量有效值VH可以进一步表示为 ：电压谐波（纹波）系数的定义：输出电压中的交流谐波有效值 VH与直流平均值VD 之比值。表示为电压谐波系数或纹波系数RF（Ripple Factor）5.1 整流器的类型和性能指标（续2）5.1 整流器的类型和性能指标（续2）定义：整流输出电压中最低次谐波幅值Vnm与直流平均值VD之比 。Sn=Vnm/VD 电压脉动系数Sn5.1 整流器的类型和性能指标（续3）5.1 整流器的类型和性能指标（续3）交流输入电流中除基波电流Is1外通常还含有各次谐波电流Isn（n＝2，3，4，…） 。 THD的定义：除基波电流外的所有谐波电流总有效值与基波电流有效值之比值 输入电流总畸变率THD (Total Harmonic Distortion)5.1 整流器的类型和性能指标（续4）输入功率因数PF（Power Factor） ：基波电流数值因数（简称基波因数）是基波电流有效值与总电流有效值之比值。交流侧电压与电流基波分量之间的相位角φ1称为基波位移角； 基波功率因数 cosφ1称为基波位移因数DPF。若交流输入电压为无畸变的正弦波，则只有输入电流中的基波电流形成有功功率。这时，定义：交流电源输入有功功率PAC 与其视在功率S 之比，即5.1 整流器的类型和性能指标（续4）5.2 不控整流电路5.2 不控整流电路5.2.0 概述 5.2.1 单相半波不控整流 5.2.2 两相半波不控整流（或双半波不控整流） 5.2.3 单相桥式不控整流 5.2.4 三相半波不控整流 5.2.5 三相桥式不控整流 5.2.6 电容滤波的不控整流电路5.2.0 概述5.2.0 概述定义：在交流电源与直流负载间插入二极管电路，利用二极管的单向导电性实现交流-直流电能变换的电路。 缺点：输出电压平均值不能调节 分析法：二极管的单向导电性是分析二极管整流电路的基本原则。 典型电路：图5.1(a)～5.5(a)*5.2.1 单相半波不控整流*5.2.1 单相半波不控整流主电路：不控二极管D1、D0 工作原理：（理想情况下） 在电源电压的正半周wt=0~p D1承受正向电压而导通。vD=vs, iD=is在电源电压的负半周wt=p~2p D1受反压截止，阻断电路。 vD=0, iD=0如果负载有电感，则负载电流通过D0续流。*5.2.1 单相半波不控整流（续1）*5.2.1 单相半波不控整流（续1）特点： 整流电压直流平均值 VD只与VS有关，不能被调控； 输出电压脉动大，脉动频率低，难于滤波； 仅正半周有输出（一个电源周期中仅一个电压脉波，即脉波数为1，称为“半波”）； 电源电流的直流分量很大。*5.2.2 两相半波不控整流（或双半波不控整流）*5.2.2 两相半波不控整流（或双半波不控整流）主电路：中心抽头的变压器提供两相反向的电压，D1、D2作开关。 工作原理：（理想情况下） 在电源电压的正半周 D1承受正向电压而导通，D2截止，使得正的A 相电压加到了负载两端。 在电源电压的负半周 D1受反压截止，D2导通，使得正的B 相电压加到了负载两端*5.2.2 两相半波不控整流（或双半波不控整流）（续1）性能优于单相半波不控整流 正负半波均有输出，整流电压直流平均值高了一倍 两相电压是通过变压器中心抽头得到的 一个电源周期TS中脉波数为2，脉动频率提高一倍，易于滤波 电源电流正、负对称，无直流分量。*5.2.2 两相半波不控整流（或双半波不控整流）（续1）*5.2.3 单相桥式不控整流*5.2.3 单相桥式不控整流 原理及波形分析： 与两相半波电路相比： 相同点：整流输出电压、交流电源电流波形。 多用了两个二极管，但可略去有中心抽头的变压器。 在中小容量的不控整流领域中应用广泛。 单相桥式不控整流动态演示*5.2.4 三相半波不控整流*5.2.4 三相半波不控整流 原理及波形： 一周期中，A相D1、B相D3、C相D5依序各导电120°。 整流电流为120°脉宽直流。 整流电压由三个相同的脉波组成（脉波数m＝3）。 特点：直流平均值的数值较高：整流电压脉动较小，脉动频率为电源频率3倍。电源电流含有很大的直流分量。较少实用。5.2.5 三相桥式不控整流5.2.5 三相桥式不控整流 整流电压由6个相同的脉波组成，脉波宽60°,脉动较小，易滤波。 电源电流无直流分量,为120°脉宽、正负对称的交流电。 广泛应用较大功率的不控整流中脉波数m＝65.2.5 三相桥式不控整流（续）5.2.5 三相桥式不控整流（续）整流电压的直流平均值高：电源线电压有效值电源相电压有效值5.2.6 电容滤波的不控整流电路5.2.6 电容滤波的不控整流电路 不控整流电路输出电压中除直流外，还含有谐波。为此须在整流电路的输出端与负载之间接入LC滤波器。 由于整流输出谐波电压的频率不高，因此要有较好的滤波效果必须LC很大。 滤波电感L的重量、体积相对于电容要大得多，通常取较小的L和较大的C组成LC滤波器，甚至完全不用电感只用电容滤波。5.3 单相桥式晶闸管相控整流电路5.3 单相桥式晶闸管相控整流电路5.3.0 概述 5.3.1 单相桥式全控整流电路 5.3.2 单相桥式半控整流电路 5.3.0 概述 5.3.0 概述晶闸管代替上节电路中的二极管，可得相控整流电路。 原理：利用了半控开关器件晶闸管的开通可控特性（承受正向电压，且有触发脉冲）和单向导电性； 相控整流：控制晶闸管触发相位角（脉冲施加时刻）就控制了电源电压送至负载的起始时刻，从而控制整流电压。 整流电路结构不同、负载性质不同，工作情况也就不同。 电路分析时要抓住晶闸管的导通时刻（满足导通条件时） 和受到反压被强迫关断的时刻。 掌握单相桥式全控整流电路在不同性质负载下的工作情况 了解单相桥式半控整流电路的失控现象及解决办法。5.3.1 单相桥式全控整流电路5.3.1 单相桥式全控整流电路一、电阻性负载 （一）主电路 （二）理想化假设 （三）工作原理及波形分析 （四）几个名词术语 （五）基本量的计算 二、电感性负载 （一） L、φ较小，α较大，且α>φ时，负载断流，元件的导电角θ<π （二）当α＝φ时，电流临界连续 （三） L、φ较大，α较小,且α<φ，电流连续 （四） L很大，ωL>>R，φ≈90°，α<φ，电流连续且忽略脉动 三、反电势负载 一、电阻性负载（二）理想化假设 (1)开关元件是理想的开关： 通态压降=0；断态电阻无穷大;漏电流=0; 开关过程瞬间完成； (2)变压器是理想的： 漏抗、绕组电阻、励磁电流=0 (3)电网电压是理想的正弦波 （一）主电路 （1）T为整流变压器； （2）注意各物理量的参考方向1、T1、T4一组， T2、T3一组：两组间、上下桥臂间触发脉冲相差180°电角度。 2、问题：元件可能触发导通的区间？何时关断？为什么？一、电阻性负载一、电阻性负载（续1）一、电阻性负载（续1）电阻负载时的波形 （三）工作原理及波形分析 1.触发脉冲条件（波形、频率、周期、相位）：与电源“同步”。 2 波形分析法：分段分析法一、电阻性负载（续1）(四)几个名词术语 （1）控制角α: 从SCR承受正向电压时刻起到触发脉冲前沿时刻之间的时间所对应的电角度。＝》把不控器件（二极管）的导通时刻后移的电角度。 （2）元件导通角θ（导电角）：元件在一周期内导通的时间所对应的电角度。本例θ=π-α （3）移相：改变触发脉冲出现时刻，即改变控制角大小。 改变α角的大小就可以控制输出电压的大小实现“移相控制”，简称“相控”。 （4）移相范围：控制角α能够变化的范围，本例0～180° （5）换相（换流）：电流从一个元件转移到另一个元件的过程。一、电阻性负载（续1）一、电阻性负载（续2）VD 是控制角α的函数；α愈大Vd愈小； 当α＝0时为最大值； 当α＝π时，VD=0。 α的移相范围为0～π。设电源电压：一、电阻性负载（续2）(五)基本量的计算 （1）输出直流电压平均值VD一、电阻性负载（续3）（3）晶闸管电流的有效值IT :晶闸管电流平均值Iav :一、电阻性负载（续3） (五)基本量的计算 （2）输出直流电流平均值ID 一、电阻性负载（续4）（5）负载电阻上电压有效值Vrms (五)基本量的计算 (4)次级绕组电流有效值IS＝负载电流有效值IL 一、电阻性负载（续4）一、电阻性负载（续5）整流电路的输入电流中一般含有谐波电流，基波电流与基波电压一般不同相位，因此电源的视在功率S=VSIS >有功功率P 忽略开关管的损耗，电源提供的有功功率＝负载有功功率P(五)基本量的计算 （6）功率因数PF一、电阻性负载（续5）一、电阻性负载（续5）(五)基本量的计算 一、电阻性负载（续5）单相全波整流的电压、电流比值、功率因数与α的关系曲线单相全波整流的电压、电流比值、功率因数与α的关系曲线二、电感性负载特点： 电感电流不能突变； 电流滞后电压过零。 根据负载中电感量L的大小不同，电路有4种可能工况：二、电感性负载（一）L、φ较小，α较大，且α>φ时，负载断流； （二） 当α＝φ时，电流临界连续； （三）L、φ较大，α较小,且α<φ，电流连续； （四）L、φ很大，wL》R ，α<φ时，电流连续，忽略脉动二、电感性负载（续1）单相桥式电感性负载动态演示输出电压波形中出现了负值 断流原因 ：L较小，电感电流iD上升时间不长，L储能较少。 iD 下降、L释放的能量不足以维持已导通元件持续导通到时刻（π+α）就已降为零。（一）L、φ较小，α较大，且α>φ时，负载断流，元件的导电角θ<π二、电感性负载（续1）二、电感性负载（续2）负载断流时，输出整流电、直流等参数的计算 VD 和ID与控制角α及导通角θ有关二、电感性负载（续2）二、电感性负载（续3）θ是α、R 、 L的函数。 已知R、L、φ 和α时，由（5-45）式可求θ； 再由（5-38）式可求得 VD *二、电感性负载（续3）负载断流时，输出整流电压、电流等参数的计算 二、电感性负载（续4）二、电感性负载（续4）稳态情况波形分析（ 特征）： 输入电流is为正弦波，滞后于电源电压的角度为φ；相当于电源不经晶闸管而直接对RL供电。 负载电流iD 是“正弦双半波”； 整流电压直流平均值（二）当α＝φ时，电流临界连续二、电感性负载（续5）二、电感性负载（续5）稳态情况： （1）波形：整流电压波形、平均值、元件导通角θ等，与电流临界连续时的相同； （2）特征： 晶闸管电流的初值、终值都不为零; 负载电流不再是“正弦双正半波”，任何时刻都大于零； （三）L、φ较大，α较小,且α<φ，电流连续二、电感性负载（续6）二、电感性负载（续6）负载电流iD脉动很小，近似平行于横标；大小： 晶闸管的电流iT为180°单向矩形波 电源电流is为180°正负矩形波 电源电流is的基波有效值 动态演示（四）L很大，ωL>>R，φ≈90°，α<φ，电流连续且忽略脉动二、电感性负载（续7）二、电感性负载（续7）电源基波功率因数角φ1 ＝α； α越大，cosφ1越小。（结论适于所有相控整流电路） 电源功率因数 （四）L很大，ωL >> R，φ≈90°，α<φ，电流连续且忽略脉动单相桥式全控整流电路控制特性单相桥式全控整流电路控制特性三、反电势负载L＝0时，只有当vS>E, 晶闸管才能触发导通。vS60°后iD不连续； 导电宽度120°-α<60° 整流电压平均值VD α＝120°时vD=0。由上式也可知VD＝0。 电阻负载时α的有效移相范围是0～120°3.感性负载时三相桥式全控整流特性3.感性负载时三相桥式全控整流特性多数负载为RL负载或反电势、电阻、电感负载，负载中的电感通常会使电流iD连续。当电感值大到以致负载电路时间常数远大于电流脉动周期6TS时，可忽略iD的脉动,看作恒值电流ID 负载电流连续且α≤60°时整流电压vD波形、整流电压平均值VD与电阻负载时的情况相同，但是电流不同。 (1)电阻性负载α＝0°时波形； (2)电阻性负载α＝30°时波形； (3)电阻电感性负载α＝ 6 0°时的波形； (4)电阻电感性负载α＝ 9 0°时的波形； (5)电阻电感性负载α＝120°时的波形； (6)电阻电感性负载α＝ 180°时的波形图5.21 电阻感性负载时的整流特性α＝60°时的波形图5.21 电阻感性负载时的整流特性α＝60°时的波形图5.22 电阻感性负载时的整流特性α＝90°时的波形图5.22 电阻感性负载时的整流特性α＝90°时的波形图5.23 电阻感性负载时的整流特性α＝120°时的波形图5.23 电阻感性负载时的整流特性α＝120°时的波形图5.24 电阻感性负载时的整流特性α＝180°时的波形图5.24 电阻感性负载时的整流特性α＝180°时的波形3.感性负载时三相桥式全控整流特性整流电压平均值3.感性负载时三相桥式全控整流特性整流电压平均值感性负载、电感足够大时 （1）整流电压的平均值VD Vlm为电源线电压最大值 Vl为线电压有效值 Vs为相电压有效值 当α<90°时，VD为正值； 当α＝90°时，VD＝0； 当α>90°时， VD为负值。整流电压vD中除直流平均值VD外，还含有6K次谐波电压（K=1，2，3…)3.感性负载时三相桥式全控整流特性3.感性负载时三相桥式全控整流特性（2）输出电压vD的脉动频率是电源频率的6倍，最低次谐波为6次谐波。 （3）交流电源电流的波形：幅值为ID，宽度为120°的交流方波，除基波外，还含有6k±1等次谐波。 （4）电源基波功率因数：∵ 超前方波电流的起点30°就是基波电流的起点，∴相电流基波的起点比相电压滞后α。电源基波功率因数也是cosφ1＝cosα。4.反电势、电阻、电感负载时三相桥式全控整流特性4.反电势、电阻、电感负载时三相桥式全控整流特性三相桥式相控整流电路接反电势、电阻、电感负载且负载电流连续时，与电感电阻性负载时工作情况相似；电路各电压、电流波形相同，仅负载电流直流平均值ID为: 5.5.2 三相桥式半控整流电路3个晶闸管触发脉冲互差120°，类似三相半波相控整流： 电流连续时vPO平均值 3个二极管相当于三相半波不控整流或α＝0时的相控整流： vNO的平均值为 整流电压平均值VD ： vPN 应是共阴极的三相半波相控整流输出电压vPO和共阳极的三相半波不控整流电压vNO 之和。5.5.2 三相桥式半控整流电路讨论：α＝0时， VD 最大； α>0时，VD为正值； α＝180 °时，VD 最小； ∴ VD≥0（不可能为负值）α的移相控制范围为0～180° 输出电压不可能为负值讨论：5.6 交流电路电感对整流特性的影响5.6.0 概述 5.6.1 考虑LS的三相半波相控整流电路及整流电压波形 5.6.2 换相重叠期中的波形及关系 5.6.3 整流电压平均值的计算 5.6.4 ID与α、γ、换相压降的关系 5.6.5 引入换相电阻RS后的关系式 5.6.6 各种相控整流电路换相压降和换相重叠角计算 5.6.7 电压波形畸变及影响 5.6 交流电路电感对整流特性的影响5.6.0 概述LS≠ 0时三相半波整流电路 5.6.0 概述问题的提出：实际交流电源电路中存在电感LS，前面的vD波形却没有考虑其影响。交流电路电感对整流特性有什么样的影响呢？  以m相半波整流电路（如m＝3）为例进行分析，以期得到交流电路电感LS对换流过程及输出电压平均值VD的影响的一般性结论。5.6.1 考虑LS的三相半波相控整流电路及整流电压波形5.6.1 考虑LS的三相半波相控整流电路及整流电压波形在自然换相点E点之后、 F点之前Tb未被触发，Ta一直导电，Tb截止，ia＝ID ，va＝vD(t) 如果LS＝0，一旦Tb导通 Ta立即受反压截止，ID立即从a相换到b相，换相（或换流）过程瞬时完成。这时vD为PEFQH曲线。 5.6.2 换相重叠期中的波形及关系5.6.2 换相重叠期中的波形及关系如果LS≠ 0，LS储能不能突变为零，ia不能从ID突降为零，而必须经历一个Ta、Tb同时导通的过渡过程。 过程历时tr，对应的相位角，因Ta、Tb同时导电而被称为换相重叠期。 换相重叠期内若ID恒定，参与换流的两相电流以及整流电压有如下关系： 5.6.2 换相重叠期中的波形及关系（续）5.6.2 换相重叠期中的波形及关系（续）在一个脉波期中整流电压为EFGDHM换相前vD= va；换相后vD= vb 换相中，vD是图中的GD段。5.6.3 整流电压平均值的计算5.6.3 整流电压平均值的计算3相桥式m＝6，V＝Vl 3相半波m＝3，V＝VS单相桥式和2相半波m＝2，V＝VS （1）α＝0或不控整流，且LS＝0时VD0为曲线EQHME’的面积平均值5.6.3 整流电压平均值的计算(续)5.6.3 整流电压平均值的计算(续)（3）α≠0且LS≠0 时因换相重叠而损失的面积（换相压降）是QGDH。（2）α≠0且LS＝0时,VD为曲线EFQHME’的平均值,因移相而损失的面积为5.6.4 ID与α、γ、换相压降的关系而△VS的计算式：5.6.4 ID与α、γ、换相压降的关系5.6.5 引入换相电阻RS后的关系式5.6.5 引入换相电阻RS后的关系式换相电阻： 已知负载电流ID，可求换相压降。已知负载电流ID，可求出不同α时的γ换相压降只与RS、ID有关而与α无关，但γ与α有关整流电压平均值已知V、m、ωLS、负载电流ID以及α可求出VD 。 如三相桥式（m＝6，V＝Vl ）时，由5.6.6 各种相控整流电路换相压降和换相重叠角计算5.6.6 各种相控整流电路换相压降和换相重叠角计算 以上分析的前提是假定换流过程中电感Ls中的电流是从0～ID之间变化，即电感电流变化量为ID ，但不同整流电路，换流过程中电感电流变化量未必相同。单相桥式整流中电流变化量为2ID ，换相压降比两相半波时大一倍。下表为各种相控整流电路中换相压降和换相重叠角计算式。5.6.7 电压波形畸变及影响5.6.7 电压波形畸变及影响在换相重叠期中，a、b两相处于经电感2LS短接状态，使整流电路的输入电压波形畸变（有短时的突降和突升毛刺），同时也影响晶闸管截止时端电压波形。 这种波形畸变有可能对自身的控制电路以及其它设备的正常工作产生不良的影响，因此，实际的整流电源装置的输入端有时加滤波器消除这种畸变波形的影响。 5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路 整流装置功率越大，它对电网的干扰也越严重 在一个电源周期中整流输出电压VD脉波数m越多，则输 出电压中谐波阶次越高，谐波幅值越小，整流特性越好 整流装置的交流电流中的谐波频率越高，谐波电流数值 也越小。 为了减轻整流装置谐波对电网的影响，可采用下图（图 5.29(a)所示）两个三相桥式整流，经平衡电抗器LP并联 输出的六相12脉波相控整流电路。 5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路 5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路 若无平衡电抗器，则在区间I，一旦第一组三相桥整流器导电，第二组三相桥整流器的晶闸管立即被反压截止，只能由第一组三相桥整流器对负载供电；同理，区间II，仅第二组三相桥整流器导电，并提供全部负载电流。 有了平衡电抗器以后，任何时刻电压差VP平衡电抗器两侧绕组各承担 VP/2，使两个整流器同时导电并共同承担负载电流，每个晶闸管及变压器绕组导电时间延长一倍，而电流却只输出1/2负载电流。5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路触发控制角=0时，第一组三相全桥整流输出主要是6次谐波，6次谐波的幅值电压差：相差30°5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路两组三相桥经平衡电抗器以后输出电压的瞬时值为：或整流电路电流连续的条件是 ：电压差在两个三相桥之间引起的环流最大值近似为vP有最大值：5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路直流输出电压平均值:输出波形的脉动分量减小了，脉动频率比三相桥时增大了一倍。以上为控制角=0时的情况，如果≠0，可以根据两组三相桥式电路的相应输出波形进行分析。 其幅值仅为直流输出电压平均值的1.4% 12次谐波电压幅值为 ：输出电压中的谐波阶次为12k次(K=1,2,…),最低为12次。5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路图中120°方波的傅立叶级数表达式为：N2绕组a、b、c相电流满足：5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路由于三相对称：原方A相电流应为：除基波外，仅含12K1（K=1，2，3）次电流谐波。最低次电流谐波为11次.5.8 带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路结论带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路中交流电源只含有12K1次谐波电流，最低次电流谐波为11次，而三相桥6脉波整流电路交流电源中含有6K1次谐波电流，最低次谐波电流为5次。 两组整流桥相差30°的整流电压，既可经平衡电抗器并联输出（称为并联多重结构），也可以将其串联输出给负载供电（称为串联多重结构）。 采用串联多重结构和并联多重结构其效果是相同的，串联输出适用于输出高电压应用，并联输出适用于输出大电流应用。结论5.9 相控有源逆变电路工作原理5.9 相控有源逆变电路工作原理5.9.1 有源逆变原理 5.9.2 有源逆变安全工作条件 5.9.3 三相全桥相控整流和有源逆变的控制特性 5.9.4 晶闸管相控有源逆变的应用5.9.1 有源逆变原理5.9.1 有源逆变原理把直流变换成交流的变换称之为逆变 实现逆变的电路及装置称逆变电路、逆变器 有源逆变是把直流电能所转换的交流电能输送给交流电网 有源（有交流电源）逆变是依靠交流电网电压周期性的反向变负使逆变电路中处于通态的开关器件承受反向电压而关断，因而可以不用自关断器件而用无自关断能力的晶闸管。事实上，有源逆变就是从晶闸管相控整流发展、延伸出来的，所以把它放在AC－DC整流变换这一章介绍。 5.9.1 有源逆变原理（续1）5.9.1 有源逆变原理（续1）上图三相半波相控整流电路中，若控制角（从自然换相点E1、E2、E3算起的触发滞后角）为a ，则当控制角 a=60°(<90°)和a=120°(>90°) 两种情况下整流电压瞬时值波形如右图。 5.9.1 有源逆变原理（续2）5.9.1 有源逆变原理（续2） a<90°时整流电压 vD（t）为PE2DE5 曲线电压。 a>90°时整流电压 vD（t）为PDE5Q曲线电压。 a<90°时整流电压 vD（t）的正面积大于负面积，如果负载电流为恒定直流，则功率平均值为正值，变换器将交流电能变为直流电能，向直流负载供电，实现整流变换。 a>90°时,整流电压 vD（t）的负面积大于正面积，故直流电压平均值和功率平均值均为负值，变换器将直流电能变为交流电能送至交流电源，实现有源逆变。 5.9.1 有源逆变原理（续3）图中的“负载”应是一个直流电源，且其电压Ei极性必须与图中的方向一致。 桥式变换器电路中开关器件的触发控制角>/2 。 5.9.1 有源逆变原理（续3） 在 0≤≤/2 范围内改变控制角，即可控制正值电压VD 和正值功率PD的大小； 在/2≤≤范围内改变控制角，即可控制负值电压VD 和负值功率PD 的大小。 在>/2大部分时区,vD(t)为负值。 为了维持电流ID，直流侧必须有右上图中所示的直流电源才能向交流电源输送功率实现有源逆变。 结论(f) 有源逆变(e) 相控整流实现有源逆变的条件是：5.9.2 有源逆变安全工作条件5.9.2 有源逆变安全工作条件 相控整流电路中以自然换相点为起始点的控制角 >/2 时，可以实现有源逆变。 越接近180°时整流电压负值越大，有源逆变功率越大。 但在 >/2 有源逆变状态下工作时，由于实际电路中交流电源电路中电感LS ≠0，实际存在换相重叠过程。 如果过大，就可能引起换相失败事故。 5.9.2 有源逆变安全工作条件（续1）换相重叠角g的确定：对于三相桥式电路m=6，则对三相半波电路m=3，则5.9.2 有源逆变安全工作条件（续1）或5.9.2 有源逆变安全工作条件（续2）5.9.2 有源逆变安全工作条件（续2）相控有源逆变的临界换相条件是 故有： 且：则临界有源逆变时控制角、逆变角和换相重叠角的关系是：定义逆变角，即5.9.2 有源逆变安全工作条件（续4）5.9.2 有源逆变安全工作条件（续4） 为了确保晶闸管的安全关断，需要在其电流下降为零后仍在其两端再施加一段时间的反向电压，以恢复其阻断正向电压的能力，这段时间称为晶闸管关断时间toff 对普通高压大功率晶闸管，toff一般不超过200～300μs。这段时间相对应的（频率f = 50Hz时）角度q0 (=wtoff）约为4°～5°。 （4°～5°）称为关断角。 实际换相重叠角的大小与负载电流ID、电感LS及电路交流电压角频率及电压有效值VS等有关。在额定负载时g通常约为10°~20°。因此，如果控制角为a，则在换相结束时, wt已达到a+g，再经过q0角度到wt= a+g+q0 时晶闸管才能恢复阻断电压的能力。如果再留一个剩余的安全角fr，则 5.9.2 有源逆变安全工作条件（续5）5.9.2 有源逆变安全工作条件（续5）对于设定的剩余安全角fr (如5°～10°)及关断角q0 (=wtoff 由晶闸管关断时间决定 )，根据ID、Vl及LS值可得如果实际运行中a>amax(或b0(a< p/2)、ID为正、PD=VDID>0 情况下作为整流器，将交流电能变为直流电能供给直流负载，也可在VD<0(a>p/2)、ID为正、PD=VDID<0 情况下作为有源逆变器，将直流电能变为交流电能送至交流电网（交流电源）。 只要有交流电网和直流电源存在，都可以用晶闸管全控型整流电路靠交流电网电压的瞬时值变负、在已导通的晶闸管上施加反向电压而令其关断，从而实现将直流电能有源逆变为交流电能送入交流电网。 如果整流电路是半控型电路，其输出直流电压平均值不可能为负值，电流又不可能为负值，则功率不能为负值，因而不可能实现有源逆变。所以要实现有源逆变，整流电路必须是全控型电路。 1、直流电机四象限传动系统 直流电机的转矩Te正比于电枢电流ID，转速N正比于电枢电压VD，改变VD、ID的大小和方向即可使电机四象限运行（分别对应正、反方向旋转时的电动机、发电机工作情况）。 控制一个三相全控桥型晶闸管相控整流电路，改变控制角可以输出单方向电流和可正、可负的直流电压。 再用另一个同样的三相全控桥型晶闸管相控整流电路，改变其控制角又可输出一个反方向的电流和输出电压为可正、可负的直流电压。 将两个三相桥电路反并联如图5.31(a)所示，即可对直流电机提供四象限电源，实现直流电机的四象限运行（或可逆传动）。 1、直流电机四象限传动系统2、交流绕线式异步电动机调速系统图5.32交流绕线转子异步电动机调速系统 绕线型转子异步电动机： 转子绕组的三相交流电经三 相不控整流桥输出，其直流 电压平均值： 令三相全控桥工作在有源逆 变状态，则 不计换流电压损失： 则得电动机运行时的转速 ： 2、交流绕线式异步电动机调速系统3、高压直流输电 3、高压直流输电 远距离高压直流输电具有许多优越性。 需要在输电线首端（发电机处）将交流电变为直流电，经远距离直流传输后在输电线末端用户（负载）处再将直流电变为交流电供负载用电。 直流输电线首、末端要接入整流器和逆变器。由于输电功率极大，远距离输电大都采用晶闸管（半控型器件）相控整流和有源逆变器，变换系统图类似图5.31，只是中间直流环节不是直流电机而是远距离直流输电线。 实际高压直流输电系统中，线路首、末两端的整流器和有源逆变器都是由三相全控桥电路为基本单元的复合型变换器，即由多个三相桥变换器串、并联组合成复合结构变换器，每个三相桥变换器中的A、B、C三相上下桥臂又由许多晶闸管串联组成，以提供高压大电流的相控整流和有源逆变。5.10 相控整流及有源逆变晶闸管触发控制图5.33 单相全控桥相控整流和有源逆变触发控制图单相全控桥式整流和有源逆变电路中，T1、T4应同时被触发导通，T2、T3应同时被触发导通。 T1~T4的触发控制角的起点为图(b)中的自然换相点O、A、B等，在正半周时应触发T1、 T4，在负半周时触发T2、T3。触发脉冲电流 iG1 、iG4 、iG2、iG3应与交流电网电压严格同步，并在ωt=α和ωt=π+α时发出；触发脉冲电流波形的上升沿要陡，数值要足够大，脉冲持续时间要足够长。 5.10 相控整流及有源逆变晶闸管触发控制5.10 相控整流及有源逆变晶闸管触发控制（续1）为形成电流通道回路，必须使两组中(正组T1T3T5和反组T4T6T2)应导通的那两个晶闸管同时有触发脉冲。 可以采取两种办法： 使每个触发脉冲的宽度大于60°(一般取80°～100°)，即宽脉冲触发，当触发某一晶闸管时，前一个被触发(导通)的晶闸管还有触发脉冲； 在触发某一晶闸管的同时给前一号晶闸管补发一个触发脉冲，相当于用两个窄脉冲替代一个大于60°的宽脉冲，称为双脉冲触发。三相桥相控整流5.10 相控整流及有源逆变晶闸管触发控制（续1）5.10 相控整流及有源逆变晶闸管触发控制（续2）双脉冲触发电路较复杂，但发出的脉冲窄，可减小触发装置的输出功率和触发脉冲变压器的铁心体积。 宽脉冲触发，为不使脉冲变压器饱和，铁心体积要做得大些，绕组匝数多些，因而漏感增大，导致脉冲的前沿不够陡(这对多个晶闸管串、并联使用时很不利)。两种办法的利弊5.10 相控整流及有源逆变晶闸管触发控制（续2）5.10 相控整流及有源逆变晶闸管触发控制（续3）三相全控桥相控整流触发和控制电路闭环控制框图类似于单相可控整流电路 α角形成电路环节应输出6个互差60°的触发脉冲信号。这6个触发信号应与交流电源三相电压 保持严格准确的同步移相关系。 此外电路中还应实现双脉冲触发或宽脉冲触发。对于大于60° (例如80°～100°)的宽脉冲触发，也可以用一组高频方波脉冲列触发信号代替一个脉宽大于60°的宽脉冲触发电流。 国内外众多生产厂家已有各种型号、规格的晶闸管触发电路及控制系统可供选用。以集成电路为基础的集成触发器可靠性高、性能好、体积小、功耗低、调试也方便。国产集成触发器如KC04和KJ004(与KC04功能相似)系列产品已得到广泛应用。 采用微处理器和DSP为基础的全数字化系统将会得到广泛应用。5.10 相控整流及有源逆变晶闸管触发控制（续3）5.11 含有源功率因数校正环节(PFC)的单相高频整流5.11 含有源功率因数校正环节(PFC)的单相高频整流5.11.1 谐波电流的危害及改善 措施 《全国民用建筑工程设计技术措施》规划•建筑•景观全国民用建筑工程设计技术措施》规划•建筑•景观软件质量保证措施下载工地伤害及预防措施下载关于贯彻落实的具体措施 5.11.2 含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流 5.11.3 带反激式功率因数校正器的高频整流5.11.1 谐波电流的危害及改善措施5.11.1 谐波电流的危害及改善措施 220V单相交流电网不控整流电容滤波的应用极为广泛，但主要缺点是： (1)输入交流电压是正弦波，仅在交流电压的瞬时值大于电容电压时才有输入电流，因此输入交流电流波形严重畸变，呈脉冲状。 (2)直流输出电压只与交流输入电压有关而不能调控。 为了得到输出可控的直流电压，可采用相控整流。但相控整流直流电压脉动很大，且最低次谐波频率为2次谐波，需要很大的滤波器才能得到平稳的直流电压。 在相控直流电压较低时电源功率因数低，同时交流电源输入电流中仍含有大量的谐波电流。5.11.1 谐波电流的危害及改善措施（续1）5.11.1 谐波电流的危害及改善措施（续1） 流过线路阻抗造成谐波电压降，使电网电压也发生畸变； 可能危害通讯线路； 会使线路和配电变压器过热，损坏电器设备； 会引起电网LC谐振； 高次谐波电流流过电网所产生的谐波电压可能使电容器过流、过热而爆炸； 在三相四线制电路中，中线流过三相的三次谐波电流(3倍的3次谐波电流)，使中线过流而损坏； 还使整流负载交流输入端功率因数下降，其结果是发电、配电及变电设备的利用率降低，功耗加大，效率降低。 谐波电流对电网有严重的危害作用：5.11.1 谐波电流的危害及改善措施（续2）5.11.1 谐波电流的危害及改善措施（续2） 为了减小AC-DC变流电路输入端谐波电流造成的严重后果，确保电网良好运行，提高电网的可靠性，同时也为了提高输入端功率因数，必须限制AC-DC整流电路的输入端谐波电流。现在，限制电网谐波电流相应的国际标准已经颁布实施，如IEC-555-2，EN60555-2等，一般规定各次谐波电流不得大于某极限值。表5.7给出了某一标准要求的谐波电流限制值。 表5.7 AC-DC变流电路对输入端谐波电流的限制值 由于整流器输入端功率因数PF不仅与基波电流的相位移角φ1有关，同时还与谐波电流的大小有关，不控整流能使基波电流与交流电源电压基本同相，cosφ1=1，但呈脉冲状的电流含有很大的谐波成份，因而交流电源的功率因数不高。5.11.1 谐波电流的危害及改善措施（续3）图5.35 AC/DC整流电路5.35(1)附加无源滤波器 无源LC滤波器的 优点是：简单、成本低、可靠性高、电磁干扰EMI小。 缺点是：体积、重量大，难以得到高功率因数(一般提高到0.9左右)，工作性能与频率、负载变化及输入电压变化有关，电感和电容间有大的充放电电流并可能引发电路L、C谐振等。 在图示的整流器和电容之间接入一个滤波电感，增加导电宽度，减缓其脉冲性，从而减小电流的谐波成份。或者在交流侧并联接入LC滤波器，使谐波电流经LC滤波器形成回路而不进入交流电源。采用两类技术措施可减小电源电流中的谐波电流，提高功率因数5.11.1 谐波电流的危害及改善措施（续3）5.11.1 谐波电流的危害及改善措施（续4）5.11.1 谐波电流的危害及改善措施（续4）(2) 附加有源功率因数校正器或采用高频PWM整流 不控整流电路与负载之间接入DC-DC开关变换器，用电流反馈技术使交流电源电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，并与之同相，从而使输入端总谐波畸变率THD小于5％，而功率因数可提高到0.95或更高。 含有源功率因数校正环节的单相整流被简称为有源功率因数校正(Active Power Factor Correction)APFC。 它是将高频PWM DC-DC变换应用于单相整流，故也是一种单相高频PWM整流。5.11.1 谐波电流的危害及改善措施（续5）5.11.1 谐波电流的危害及改善措施（续5）优点： 可得到较高的功率因数，如0.95~0.99，且THD小； 可在较宽的输入电压范围(如90~264V AC)下工作； 体积、重量小；输出电压也可保持恒定，或被调控为指令值。 不足: 电能只能从交流电源流向直流侧负载，而不可能将直流侧的电 能反送至交流电网，因此只是一种单向的PWM整流。 现在APFC技术已广泛应用于AC-DC开关电源、交流不间断电源(UPS)、荧光灯电子镇流器及其它电子仪器电源中。5.11.2 含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流（续1）5.11.2 含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流（续1）主电路： 1)单相桥式不控整流器 2)Boost变换器 控制电路： 1)电压误差放大器VAR 2)电流误差放大器CAR 3)乘法器 4)比较器C 5)驱动器 6)其它相关电路 5.11.2 含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流（续2）5.11.2 含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流（续2） 主电路拓扑是一个全波整流器， 实现AC→DC的变换，电压波形 不会失真； 在滤波电容C之前是一个Boost Converter，实现升压式 DC→DC的变换； 从控制回路看，它由一个电压外环和一个电流内环构成； 升压电感中的电流受到连续监控和调节，使之能跟随整流后 正弦半波电压波形。 电路特点：5.11.2 含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流（续3）5.11.2 含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流（续3）有源功率因数校正的控制思想 思路: 主要是控制已整流后的电流，使之在对滤波大电容充电之前，能与整流后的电压波形相同，从而避免电流脉冲的形成，达到改善功率因数的目的。 Boost—APFC原理电路 5.11