荧光灯逆变电源设计

荧光灯逆变电源设计 绪论 1 1.1 荧光灯，俗称日光灯，自1938年问世以来，成为诸多气体放电灯中的最为成功 和应用最广的一个。而问世后的40余年，人们一直采用电感式镇流器，并配合启辉 器作为稳流和启动附件。电感镇流器的优点是可靠性较高，使用寿命较长。但是这种 镇流器体积和重量大，而且自身的功耗大，约为荧光灯管消耗的25%左右，设计不太好时会产生低频振荡噪音。荧光灯工作在50Hz下，其工频闪烁现象对人身的敏感部 位（眼睛、皮肤、大脑等）都有损害，工频下的荧光灯是形成近视眼的诱因之一。因 此，在50年代，就开始了对其改进的研究，并提出了采用电子镇流器的设想。直到 20世纪70年代出现了世界性的能源危机，才导致许多公司致力于新型节能电光源及 荧光灯交流电子镇流器的研究。 荧光灯电子镇流器的发展可以说是伴随着功率因数校正（PFC）技术的发展而发展起来的。从发展时间上分，荧光灯电子镇流器的发展可划分为三个阶段： 第一阶段，是80年代中期到90年代中期。电力电子技术由低频向高频发展，出 现了有源功率因数校正技术，谐波抑制技术也开始起步。此阶段开发的电子镇流器有 两个明显特点:其一是镇流器的输入采用了不可控整流和大电容滤波，造成了输入电 流的严重畸变、谐波失真严重、中线电流增加，甚至造成多起重大火灾事故，即节能 引起了新的电网污染。而且，逆变器直流母线上有一个100Hz的交流成分，造成了频闪，缩短了灯的寿命。该产品为第一代电子镇流器；其二，是采用无源填谷式滤波技 术，进行功率因数校正和谐波抑制，使PF>0.9，THD<30%，但是九次谐波超标。由于直流母线上的100Hz交流成分的影响，使得波峰因子CF=2，超过了规定的<1.7的标 准。这种为第二代电子镇流器。 第二阶段，是90年代初到90年代中期。这时，有源功率因数校正（APFC）技术 己经成熟，一些大的集成芯片公司己推出专用芯片，典型的电路多采用的是两级功率 变换器，即输入级由升压型PFC电路和D类功率逆变器组成，这类电路为第三代电子 镇流器。由于采用了APFC技术，PF=0.99，THD及各次谐波均满足 要求 对教师党员的评价套管和固井爆破片与爆破装置仓库管理基本要求三甲医院都需要复审吗 ，但是由于采 用两级功率变换器，电路的效率约为80~90%，甚至更低。还有制约其发展的就是其 成本过高，只适合做高中档的产品，很难推广，造成省电不省钱的现象。 第 1 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 第三阶段，是从90年代中期到现在。其典型的电路是单级多功能电子镇流器。 其一是由J. Qian等人提出的电荷泵电路，它是在D型功率变换器基础上发展起来的， 主要的技术指标是PF>0.995， THD<5%， CF<1.5。其二就是采用的Cuk等人提出的单管电子镇流器。其三就是随着对工作在不连续模式（DCM）下的变换器的功率因数校正技术的研究，而发展起来的工作在DCM下的单级高功率因数电子镇流器。另外， 从这个时期开始，对可调光的电子镇流器的研究也逐渐发展起来。 目前，国外荧光灯电子镇流器的发展主要有以下几个方向： (1) 小型化、低成本化的单级高功率因数电子镇流器； (2) 带稳定调光功能，适应大幅度负荷变化的电子镇流器； (3) 系统化、智能化、网络化的电子镇流器解决方案； (4) 专用灯泡的电子镇流器，如灯管直径为25mm的FHF灯、比FHF灯更细的T5 灯等细管径高压灯； (5) 小型化、低成本化的电子镇流器。 1.2 据估算，中国目前每年照明用电约为2000亿kWh,占总发电量的12%。1997年10月1日我国“绿色照明工程”正式启动，如果绿色照明推广成功，那么每年就可节约 用电300亿kWh，意味着可为国家节约200多亿元。故研制和大力推广应用电子镇流 器具有可观的经济效益和社会效益。 我国对电子镇流器的研究开发起步较晚，技术起点又非常低，直到90年代初才真正开始。自“绿色照明工程”正式启动开始，电子镇流器的开发和生产水平有了迅 速的发展和提高，但是与国外相比仍有很大的差距。目前市场上销售的荧光灯镇流器 中电子镇流器仅占30%，其中还有1/5是普通型电子镇流器，普通型是淘汰型，其性 能比电感镇流器还差；高功率因数电子镇流器占3/5，高性能电子镇流器只占1/5。 而在不需电子镇流器满功率工作的场合下，如办公室、住宅区、戏院和体育馆等 场所，采用可调光电子镇流器能达到更好的节能效果。因此，对可调光电子镇流器的 拓扑和控制方法开展研究，开发实用型高性能的可调光电子镇流器也将是推广绿色照 明的重要方向之一。 当前国内也有单位研制出可调光电子镇流器，主要是分立元件构成的，以电子变 第 2 页 共 66 页 压器型和脉冲调频型为主，结构复杂，很难实现1%~100%的宽范围调光；没有预热功 绪论 能，故障保护功能也不完备，对延长灯管寿命和系统安全也很不利；也难以组成群控 系统。因此国内至今仍未有单位研制出大型照明单位的调光控制系统。 本文在对电子镇流器的调光方法进行比较分析后，提出了一种基于移相控制的调 光镇流器：此镇流器带有功率因数校正器，以IR21592为控制芯片，集成了完善的预 热和保护功能，可进一步扩展为数字调光镇流器和调光控制系统。针对国内常用的 36WT8灯管，经过分析和计算，提出了相应的设计方案。经实验证明：此镇流器外围 电路简单，功率因数高达0.99以上，能够实现1%~100%的宽范围调光。 1.3 本文在介绍了电子镇流器的组成和结构的基础上，分析了常用的几种调光方法和 优缺点，进而提出了基于IR21592的双级可调光电子镇流器的设计方案，最后给出了 实验结果和分析。全文分为五章，主要内容安排如下： 第一章首先介绍了电子镇流器的发展与现状和电子镇流器的几个重要的发展方 向；之后分析了国内可调光电子镇流器的发展情况和不足之处，提出了一种宽调光范 围的高性能电子镇流器的设计方案。 第二章是电子镇流器的基本原理介绍，介绍了电子镇流器的结构组成和EMI滤波器的常用电路，重点分析了几种谐振电路的拓扑结构及其优缺点，并给出了相应的传 递函数和响应曲线；最后论述了几种调光方法的工作原理和特点。 第三章介绍功率因数校正电路，首先介绍了电子镇流器中常用的PPFC电路及其优缺点，然后重点分析了升压型APFC电路的三种拓扑的工作原理的优缺点。最后介 绍本文使用的APFC的方案选取。 第四章先分别介绍了APFC芯片ML4821和可调光镇流器控制芯片IR21592的功能和特点；然后着重分析了各部分的电路形式和主要元件参数的选取方法；最后给出了 全部的元件参数。 第五章首先给出了实验结果，并对结果进行了具体分析，得出结论和不足；最后 指出了下一阶段的研究方向。 第 3 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 2 2.1 为了设计与荧光灯参数相匹配的可调光电子镇流器，就必须了解荧光灯的结构、 工作原理和灯管的主要工作特征。 2.1.1 荧光灯俗称日光灯，是一种低压汞蒸汽放电灯，常见的外形是圆形截面的直长玻 璃管。玻璃管的内壁上涂有荧光粉，管内填充有惰性气体(如氩)和低气压汞蒸汽。管 形荧光灯主要有直管形和环形两种，本文所使用的荧光灯均为直管形荧光灯。直管形 荧光灯的结构示意图如图 2-1 所示，荧光灯两端各有一个电极，电极通常由钨螺旋 做成，上面涂有热电子发射材料，一般将两个电极统称为阴极。灯丝两端与灯丝引线 相连接，通过灯丝引线与两个引出电极相连。 2.1.2 在荧光灯开始工作时，需首先给灯管两端提供一个足够高的启动电压（一般为 500～1200V），使灯管内的低压汞蒸气激发、电离，荧光灯导通引燃。管内汞蒸气被 电子激发电离时会产生波长为 253.7nm 的紫外线，被荧光灯灯管内壁上的荧光粉所第 4 页 共 66 页 电子镇流器的工作原理 吸收，转换成光色柔和的可见光辐射出来。 2.1.3 与其它一些气体放电灯一样，荧光灯具有负阻抗特性。典型的荧光灯电压-电流 （V/I）特性曲线如图 2-2 所示，阻抗曲线如图 2-3 所示。 当施加在荧光灯两端的电压低于触发启动电压（Vstrike）时，灯管呈高阻关断状态，灯中没有电流通过。一旦外加电压达到了点火电压值，灯则导通，并且其两端 电压急剧下降，然后略有升高，最后进入稳定工作状态。在这一过程中，阻抗曲线和 电压曲线是一致的。在稳定工作状态下，当荧光灯的工作电流上升时，灯管压降下降， 呈现负阻特性。如果由低阻抗的电压源供电，任何小的灯管电流上升将导致管压降下 降，从而引起灯管电流继续上升，最终引起灯管损坏。因此必须外接具有限流作用的 镇流器，使灯电流稳定在额定值，并且使灯两端的导通电压降（V）也基本保持不变。ON荧光灯在稳态条件下，可以等效为两个背靠背的稳压二极管与一个恒定不变的电阻相 串联，在交流电压下，不论正负半周都可以导通工作。 第 5 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 荧光灯的触发启动电压和正常工作时灯两端的电压降与灯管长度、灯管直径，灯 管内填充气体的种类、气压，温度以及电极种类(是冷阴极还是热阴极)等因素有关。荧光灯点火启动电压一般为 50OV-1200V，灯点燃后稳定工作电压降一般为 40V-110V。 电感式荧光灯一般工作在工频 50 或 60Hz。早有实验证明，随着气体放电灯供 电频率的增加，灯管的发光效率也会相应得到提高。工作频率为 20kHz 时的发光效率要比 60Hz 供电频率下的效率提高 14%，当荧光灯工作的频率超过 20kHz 时，发光效率基本保持不变。比 50kHz 更高的频率，光效先是减少，而到 500kHz 时又增加。对于 T8 和 T12 荧光灯而言，工作频率以 20-50kHz 为最佳，这也是目前荧光 灯电子镇流器的工作频率范围。 在对荧光灯的研究中，可以看到，荧光灯高频工作时，灯的特性有以下几点明显 的变化。 (1)当工作频率升高时，灯的特性逐渐变成电阻性的，灯的电压和电流波形都接 近正弦波； (2)在工作频率大于 20kHz 后，灯的光效比 50(60)Hz 时明显提高。 2.2 由于荧光灯的负阻特性，要使它稳定工作，就必须附加一个镇流器。传统的电感 镇流器因其耗电多、功率因数低等缺点，正逐渐被新型高性能电子镇流器取代。 2.2.1 第 6 页 共 66 页 电子镇流器的工作原理 高性能电子镇流器电路由以下几个部分组成：EMI 滤波器、整流电路、功率因数校正电路、逆变谐振电路。电路结构如图 2-4 所示。 EMI 滤波器将来自电网的电磁干扰滤除，同时防止镇流器电路产生的电磁干扰进 入电网。整流电路将 220V 交流市电变换为 300V 左右的直流电，经功率因数校正后 提供给高频逆变电路，通过谐振电路给荧光灯供电。谐振电路除输出电功率外，还要 完成灯丝预热、灯管工作状态信号取样、反馈和阻抗匹配变换等功能。控制电路根据 取回的灯管工作状态信号完成逆变电路开关器件的控制。 220V 整流 功率 逆变 荧光EMI 谐振 电路 市电 因数 滤波 电路 灯 器 校正 输入 电路 控制电路 2.2.2EMI 在电源线和整流电路之间接入 EMI 滤波器可以有效的解决电子镇流器中的传导 干扰。 常用的滤波器有电感输入式滤波器（如电感滤波，倒 L 型 LC 滤波，T 型 LCL 滤 波），电容输入式滤波器（电容滤波，π型 CLC 滤波），还有电阻输入式滤波器（如 倒 L 型 RC 滤波）。电感滤波、电容滤波、倒 L 型 LC 滤波，是滤波器的基本形式，将几种基本滤波电路进行组合使用往往能在镇流器中达到最好的滤波效果。几种常用 组合式滤波器的构成如图 2-5 所示。 图 2-2（a）中 C1、C2 对不对称噪声有效果。图（b）为常用的噪声滤波，是为去除差模噪声设计的滤波器。电容 C1 对差模干扰有旁路作用，L1、L2 呈现高阻抗，C1 为低阻抗，当 L1、L2 使用共模电感时，对于对称和非对称噪声都是有效的。图 （c）所示为常用的π型滤波器，它对差模噪声有抑制作用。图（d）所示是实用的线滤波器，L1、L2 为共模电感，它对共模噪声具有高阻抗。在交流输入侧加入的线滤 波器是一个低通滤波器，它允许通过 50Hz～400Hz 的低频信号，对于 20kHz-20MHz 第 7 页 共 66 页 频带范围有足够的衰减量。实际的滤波器特性不像理想的那样陡峭，同时在频率继续 荧光灯逆变电源设计 升高时，特性下落，这时滤波效果就差了。选择图（c）和图（d）两种滤波器组合起 来使用滤波效果比较好，但会增加成本。 电感输入式滤波器适用于大功率且负载变化较大的场合，电容输入式滤波器适用 于小功率且负载变化较小的场合，电阻输入式滤波器适用于负载电流较小的场合。但 是在串联谐振变换器中，滤波器必须采用电容输入式滤波器，而在并联谐振变换器中， 滤波器必须采用电感输入式滤波器。 2.2.3 在电子镇流器中，逆变电路将直流母线电压高频斩波成方波信号。常用的逆变电 路主要有单端反激式逆变器（回扫式逆变器）、推挽式逆变器、全桥逆变器、半桥逆 变器、CLASS-D 型逆变器等。 单端反激式逆变器一般采用直流电源供电，变换器输出通过一个电容网络耦合到 灯管，使得灯管的工作电流为交流，主要用于手提灯、休闲灯等小功率电子镇流器中。 推挽式逆变器需要两只开关管和一个初级带中心抽头的变压器，只用两个开关管 就能获得较大输出功率，且两个开关管的基极驱动电路无需隔离，驱动和保护电路简 单。但是开关管在关断期间可能要承受两倍以上的输入电压，这给元器件的选择带来 了困难，也增加了成本。此外初级绕组只有一半时间工作，利用效率低。 第 8 页 共 66 页 电子镇流器的工作原理 如图 2-3 （a）所示全桥逆变器由四个开关管组成，每个开关管上承受的电压为 V/2，其输出电压可以增加一倍，但需要四个开关管和四组彼此隔离的基极驱动电路，DC 电路复杂，成本高，不适合应用于电子镇流器中。 如图 2-3（b）所示的半桥逆变器由两个开关管和两个电容组成，功率器件比全 桥电路少，且开关管上承受的最高电压不超过输入电压 VDC，但是由于每个开关管上的电压只有电源电压的一半，所以要输出同样的功率，每个开关管中流过的电流要比 全桥逆变器大一倍，因此也不适合在电子镇流器中使用。 图 2-3（c）所示 CLASS-D 型逆变器是在半桥逆变器基础上发展起来的，他既克 服了全桥逆变器器件繁多的缺点，又解决了半桥逆变器输出电压低的问题。因此在我 国电网电压为 220V/50Hz 下很适用的。 2.2.4 荧光灯是一种气体放电灯，在启动时需要一个(或一系列)高压脉冲触发，使灯内的气体开始放电。在放电前，荧光灯呈现高阻特性，通常近似为开路，阻抗很大。此 时，镇流器要提供一个足够高的电压用来启动灯管；当灯稳态工作时则是一个相对较 小的电阻，镇流器应提供一个相对低的稳态输出电压。因此，镇流器一般由一个高频 逆变功率变换器和一个 LC 谐振回路组成。图 2-4 为一个典型 D 类功率逆变器。 第 9 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 根据电路形式，可以将负载谐振电路分为三种基本结构：串联负载谐振电路、并 联负载谐振电路和串并联负载谐振电路。由于电源供给谐振电路的方波中的高次谐波 分量在 LC 谐振电路中已被大大的削弱了，所以在谐振电路分析中，我们仅分析方波 中频率为开关频率的分量。同时由于额定功率下工作的荧光灯的灯管等效电阻 Rlamp 远大于灯丝电阻 r，因此分析中可以忽略灯丝电阻。 f 为方便分析，做如下假设： (1) 所有功率开关器件均为理想器件，没有开关损耗； (2) 所有无源元件均为理想线性元件； (3) 谐振网络的激励为方波序列脉冲； (4) 当荧光灯工作在高频时，其稳态工作可以用一个纯电阻 Rlamp 和灯丝电阻 r来代替。 f 串联谐振电路及其幅频特性如图 2-5 所示，电路的传递函数为： , ,V(j)1O,,22 (2-1) 1，,(/,,,/,)/Q00V(j),in 其中，， Q = R/ωL。由图可知，串联谐振电路其实是一个带,,1/LClamp 00S 通滤波电路。但是无论 Q 值如何，在谐振电路参数己知的情况下，无论灯管的启动 和点燃两种情况如何发生变化，电路的增益总是小于 1。即启动时，在任何频率下总 ,,第 10 页 共 66 页 V,V有。因此串联谐振电路作为电子镇流器的主要的电路拓扑，只可以用于输入oin 电子镇流器的工作原理 电压大于灯管的启动电压的情况。当输入电压小于灯管的启动电压时，为了满足灯管 启动所需要的高电压，则需要一个升压变压器或外加触发器来点燃灯管，这样也就增 加了电路的成本。 并联负载谐振电路及其幅频特性如图 2-6 所示。电路的传递函数为： ,V(,j)1o, (2-2) ,222(1,(,/,))，(,/,Q)00V(j,)in 其中，， Q = R/ωL。由图中曲线可知，Q 越大，曲线就越尖,,1/LClamp 00S,, V(j,)/V(j,),Q锐。当输入电源的频率ω接近于并联谐振角频率ω0时，有：。oin同时因为 Q 正比于灯管的等效电阻 R。而当灯管启动时 R等效为一个大电阻，lamplamp因此灯管两端能够获得足够高的启动电压；当灯管点燃进入稳定工作时，等效为一个 小电阻，两端就有比较低的电压。从（2-2）可以看出，当 Q>1 时，电路的电压增益 ,, V,,V大于1，即，与串联谐振电路相反，并联谐振电路在工作时需要在高频交oin 流电路中增加降压 措施 《全国民用建筑工程设计技术措施》规划•建筑•景观全国民用建筑工程设计技术措施》规划•建筑•景观软件质量保证措施下载工地伤害及预防措施下载关于贯彻落实的具体措施 ，这样也增加了电路的成本。 串并联谐振电路如图 2-10 所示。系统的传递函数为： , V(,j)1o, （2-3） ,2222(1，C/C,C/C(,/,))，(,/,,,/,)/QrsrsV(j,)000in 其中：， Q = R/ωL。由式（2-3）可知，当 Cr /Cs为较大数,,1/LClamp 00S 值时，电路接近于并联负载谐振电路。附近出现高的工作电压。对Cr /Cs,,1/LCsr 取值范围研究发现：C r/ Cs的取值与谐振电路的输入电压，荧光灯在灯管的启动电 第 11 页 共 66 页 压和稳定工作时的额定工作电压，调光工作中荧光灯端电压以及逆变器开关频率都有 荧光灯逆变电源设计 关系。根据荧光灯负载和选择的拓扑结构，合理的选择串并联谐振负载电路中的电容 Cr，Cs的值，可以达到理想的启动和稳定工作的效果。 从上述分析中可见，串并联谐振电路有许多优点，因此在本文的研究中，谐振电 路形式为串并联谐振电路。根据式（2-3），可以推出串联谐振并联负载的输出特性 方程： 2222222 （2-4） V,V(1，C/C,C/C(,/,))，,L(,/,,,/,)I0000inorsrso 其中 V和 I为荧光灯等效电阻上的电压和电流。 oo 在同一坐标系下画出谐振电路的输出特性与荧光灯伏安特性曲线，则可以得到电 路的稳定工作点。 2.3 荧光灯在稳定工作时可等效为一个纯电阻 R，因此有： lamp P = UIcosθ （2-5） l ampoo 2P = U/R （2-6） l ampolamp 2P= IR （2-7） l amp olamp 其中，P为灯管电功率，U为灯管端电压的有效值， I为灯管电流有效值，θlampoo为相角。结合（2-4）可得： 2URinlamp （2-8） P,lamp222222R(1，C/C,C/C(,/,))，,L(,/,,,/,)0lamp000rsrs 由（2-5），（2-8）式分析可知，可调光的电子镇流器一般可以通过调节输入脉 第 12 页 共 66 页 冲电压的幅值、占空比和频率以及改变灯管电流和电压的相位角来实现。 电子镇流器的工作原理 2.3.1 由（2-8）式可知，调节输入逆变器输出的脉冲的幅值变化，即可达到调节输出 灯管功率变化的目的。考虑到功率因数校正，这种方法多用于双级 PFC 可调光电子 镇流器中。 这种调光方法有以下优点:脉冲占空比(约 0.5)固定，可使逆变器工作在软开关状态，并可在镇流电感电流连续的工作条件下实现宽范围的调光，使开关控制电路简 化；工作频率固定，可以比较方便的确定灯谐振电路中无源器件的参数，简化设计； 在很低的逆变器供电电压下，电子镇流器电路将会失去软开关特性，会出现镇流电感 电流不连续的工作状态。然而在直流供电电压很低的情况下，开关管的电应力和损耗 都将很小，即使工作在硬开关，在低直流供电电压情况下(如 20V)也不会产生太多的 EMI辐射。因此在实际中的应用很多。 2.3.2 调节逆变器中功率开关管的脉冲占空比，同样可以实现灯输出功率的调节。这种 调光控制法能使功率开关管导通时工作在零电压开关(ZVS)状态，关断瞬间需采用吸收电容以达到 ZCS 工作条件，这样即可进入 ZVS 工作方式，这是它的优点，同时 EMI 和功率开关管的电应力可以明显降低。 然而，如果脉冲占空比太小，以至电感电流不连续，将会失去 ZVS 工作特性， 并且由于供电直流电压较高，而使功率开关管上的电应力加大，这种不连续电流导通 状态将导致电子镇流器的工作可靠性降低并加大 EMI 辐射；另外，当灯管电路发生故障时，也会出现功率开关管的不连续电流工作状态，当灯出现开路故障时，电感电 流将流过谐振电容，由于这个电容的容量较小，所以阻抗较大。除非两个功率开关管 有吸收保护电路，否则功率开关管将承受很大的电压应力。 2.3.3 脉冲调频调光法也是常用的调光方法。由（2-8）式可知，灯的功率在谐振频率 附近时会达到最大值，调节谐振频率远离，就能够降低功率。 的固有频率,,00 脉冲调频调光法的优点在于电路结构简单，易于控制。缺点在于：调光范围由调 频范围决定，而频率范围受电磁元件、门极驱动电路所限制；调频范围内不易实现软 第 13 页 共 66 页 开关。轻载时，不能实现软开关，并使功率开关管上的电压应力加大，硬开通和硬关 荧光灯逆变电源设计 断使电磁干扰问题严重。 2.3.4 利用调节半桥逆变器中两个功率开关管的导通相位的方法来改变输入电压与电 流的相位角，即可调节荧光灯的输出功率，从而达到调光的目的。这是 IR 公司的专 利技术，如 IR2159/IR21591/IR21592 就是采用脉冲调相调光法的集成电路控制芯 片。 脉冲调相调光控制法的优点在于:宽范围调光（1%～100%）；可在任意调光设定值下启动电子镇流器；调光相位与灯功率关系线性度好。本文将在以后的章节中专门 讨论以 IR21592 为核心芯片的电子镇流器的设计。 2.4 本章首先介绍了荧光灯的发光机理和工作特性；在此基础上提出了电子镇流器的 结构与工作原理；然后介绍了常用的 EMI 滤波器的电路形式，重点分析了逆变电路 和谐振电路的几种拓扑的结构，比较了其优缺点，确定了 CLASS-D 型逆变器和串并 联谐振电路为主电路结构；最后电子镇流器的常用调光方法和调光原理作了一般性的 介绍。 第 14 页 共 66 页 电子镇流器的功率因数较正 3 在用电设备中，一般都不是纯电阻负载或者是使用整流后的直流供电。这样的电 气设备或者输入电流与输入电压有相位差，消耗大量的无功功率，造成设备利用率低， 导线、变压器绕组损耗大；或者输入电流中含有丰富的高次谐波分量，输入电流波形 畸变，对电网造成污染，严重时会使三相四线供电的中线电位偏移，致使电气设备损 坏。开发高性能荧光灯电子镇流器的过程中，有效的抑制输入电流畸变，提高功率因 数也是关键课题之一。功率因数校正技术正是解决这些问题最有效的手段。 3.1 3.1.1 功率因数（PF）是指交流输入有功功率（P）与输入视在功率（S）的比值： cos,VIIPininin （4-1） ,,,，cos,,,cos,PFSVIIinrmsrms Iin其中： I为输入基波电流有效值；I为输入电流有效值； 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 示输入,,inrmsIrms电流失真系数。 cos Φ为基波电压、基波电流相移因数。所以功率因数可以定义为 输入电流失真系数与相移因数的乘积。 使用傅立叶级数对输入电流来分析，有： ,2I,I （4-2） ,，，rmsn,n1 其中： I为输入电流的第 n 次谐波分量的有效值。输入电流的总谐波含量 ( n) I为： ( THC) 22I,I,I （4-3） ，，THCrmsin 用基波电流百分比表示的电流总谐波含量，称为电流总谐波畸变 THD，定义为： I，，THC （4-4） ,，100%THDIin 综合以上各式可以得出功率因数 PF 与总谐波畸变 THD 之间的关系为： 第 15 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 1 （4-5） ,cos,PF21，THD 因此，提高线路的功率因数，就必须在使电流基波与电压基波的相位差趋于零的 同时抑制输入电流的波形畸变。如果使 cosΦ=1，当 THD<14.2%时，功率因数可达 0.99以上。 3.1.2 传统的电子镇流器的直流母线电压是由工频市电直接经过桥式整流和大电容滤 波后得到。在这种滤波电路中，只是在输入的交流电压瞬时值高于直流电压时，工频 电网才对滤波电容充电。虽然交流输入电压未出现波形失真，但是输入电流却不再保 持正弦波形，而是不连续的尖峰脉冲。其波形中基波成分很低，而高次谐波非常丰富。 实测结果显示，如果以基波为 100%，则三次谐波往往达 70%以上，五次谐波达 50% ， 七次也可以达到 40%，THD 可达 110%.在这样的电路中，即使 cosΦ=1，功率因数也不超过 0.67。 电子镇流器电源输入电流的波形畸变是整流二极管导通角太小引起的，而二极管 导通角变小的直接原因就是大容量的滤波电容直接并联在桥式整流器输出端。增大整 流二极管导通角的最简单的方法是不使用滤波电容或减小滤波电容，这样可使整流二 极管的导通角几乎达到180度，输入电流呈正弦波，THD 趋于 0，线路的功率因数几乎达到 1。但是设计高性能的电子镇流器，不仅要达到高的功率因数，而且还要兼顾 其他技术指标，其中最重要的一个就是波峰系数。采用小滤波电容的方法固然可以得 到高功率因数，但是整流输出的脉动直流不仅容易损坏镇流器的功率管，还会导致灯 电流的波峰系数达 2.0 以上，远高于产品 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 （1.7），而且灯往往会出现闪烁现象。因此这种提高功率因数的方法是不可取的。 在设计电子镇流器的滤波电路时，不仅要保证整流二极管的导通角足够大，而且 还要保证逆变网络的直流输入电压脉动系数小，以解决降低电流谐波含量与减少灯电 流波峰比的矛盾。PFC 电路的基本功能就是增大整流二极管的导通角，抑制电源电流 的波形畸变，提高线路的功率因数。 PFC 技术一般可分为无源 PFC（简称 PPFC）和有源 PFC（简称 APFC）两种方案。 第 16 页 共 66 页 电子镇流器的功率因数较正 3.2 无源功率因数校正技术是采用电阻、电容、电感以及二极管等无源器件进行组合， 用来增大整流桥导通角，从而降低电流谐波，提高功率因数。无源功率因数校正由于 采用电感、电容、二极管等元器件代替了价格较高的有源器件，因而使成本降低。虽 然采用无源功率因数校正技术所得到的功率因数不如有源功率因数较正电路高，但仍 然在实际中得到了广泛的应用。 而在电子镇流器中常用的无源功率因数校正主要有 LC 滤波法、填谷式（逐流式）PPFC、电荷泵 PPFC 等。 3.2.1 LC LC 滤波电路就是在整流桥与滤波电容之间增加一个串联电感，组成低通或带通 滤波器，通过 LC 滤波器来消除电流中的高次谐波以提高功率因数。由于导通滤波电 路中电感 Lf的存在，使得输入整流二极管的导通角增大，从而使输入电路波形得到 明显的改善。理论分析表明，只有当滤波电感 L＝40mH，C=20.4μF 时，才能满足 ffIEC-555标准。显然 L，C体积过于庞大，在电子镇流器中使用很困难。 ff 3.2.2 电子镇流器中使用的典型的填谷式 PPFC 电路如图 3-1 所示。电路的工作原理在于降低输出直流电压。在每一个周期内，将交流输入电压高于直流输出电压的时间 拉长，整流二极管的导通角就可以增大，可达120度。但是，从直流输出电压的质量来看，填谷式 PPFC 电路的输出电压纹波较大，脉动系数较大，且易受电网电压的波 动的影响。而输出直流电压纹波和脉动系数对灯电流的波峰系数 CF 影响很大，从而影响灯管的寿命。一般而言，C 的取值越大，越容易满足 CF<1.7 的规定，但是对满足PF 和谐波要求则产生不利影响。要同时满足 PF、THD 和 CF 的技术指标要求，单靠填谷式 PPFC 电路有一定困难。 3.2.3 CPPFC 在无源功率因数校正电路中，电荷泵功率因数校正电路具有较高的性能。这种电 路采用电容进行功率因数校正，系统的功率因数可以达到 0.99，电流总谐波畸变也 第 17 页 共 66 页 能控制在 10%以下。按照电路形式不同，CPPFC 电路可分为：电压源充电泵功率因数 荧光灯逆变电源设计 校正电路（VS-CPPFC）和电流源充电泵功率因数校正电路（CS-CPPFC）。 基本的 VS-CPPFC 电路的原理如图 3-2 所示。Cin是充电泵电容，它将谐振产生的高频正弦电压引入到 PPFC 级，利用此电压改变 PPFC 级的输出电压，实现功率因数校正。 由于荧光灯的负阻特性，灯的启动电压很大，因此在灯点火过程中直流母线上的 第 18 页 共 66 页 电压应力是很大的，因此对电容和功率开关管的耐压要求很高。另外此电路拓扑不能 电子镇流器的功率因数较正 自动完成 PPFC，导致了 THD 较大。 基本的 CS-CPPFC 电路的原理图如图 3-3 所示。VS-CPPFC 相当于戴维南电路，而 CS-CPPFC 相当于诺顿电路。谐振电路产生的谐振电流相当于高频正弦电流源。通 过充电泵电容 Cin和谐振电流的正弦化完成功率因数校正。 CS-CPPFC 电路的功率开关管上仅仅承受负载反馈的电流，因此对开关管和电容 Cin 的要求相对要低些。 但是CS-CPPFC电路和VS-CPPFC电路都是根据谐振电路产生的高频正弦电流或电 压来提供电压源和电流源的，因此灯电流的 CF 值都比较高，都会影响灯的寿命。采 用无源功率因数校正技术，虽然也能使功率因数提高到 0.95，但是 9 次及以上各次谐波超过标准，并且馈给逆变器的电压波形有 50Hz 包络，使灯电流波峰系数 CF增大，影响了灯的寿命。如采用有源功率因数校正技术，可使功率因数达到 0.99，并且电子镇流器的 THD 及 CF 均能满足标准要求。 3.3 有源功率因数校正电路（APFC）与无源功率因数校正电路（PPFC）的区别在于其不但使用无源器件，而且还采用了诸如晶体管或专用集成电路等有源器件。 3.3.1APFC APFC 电路的置于整流桥和滤波电解电容之间，实际上是一种 DC-DC 变换器。交流输入电压经桥式整流后再经过 DC-DC 变换，通过相应的控制使输入电流平均值自 动跟随全波整流电压基准值并保持输出电压稳定。APFC 电路有两个反馈控制环：一第 19 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 是输入电流环，使 DC－DC 变换器输入电流的波形与桥式整流电压的波形相同；二是 输出电压环，使 DC-DC 变换器输出一个稳定的直流电压。在 APFC 电路中，输入电流与输入电压都为桥式整流波形，并且相位相同。 按照电路结构，有源功率因数校正方法可分为以下几种： 降压式（Buck）：电路结构采用 Buck 变换器，因输出噪声大，造成滤波困难， 功率开关管上电压应力大，控制驱动电平浮动，因此很少采用。 升/降压式（Buck-Boost）：电路结构采用 Buck-Boost 变换器，需要用两个功率开关管，其中一个功率开关管的驱动控制信号浮动，电路复杂，成本较高，因此也 很少采用。 反激式：电路结构为反激式变换器，输出与输入隔离，输出电压可以任意选择， 采用简单电压型控制方式，适用于 150W 以下功率的应用场合。 升压式（Boost）：电路结构为 Boost 变换器，由于有输入电感的作用，因此 EMI小，可减少对输入滤波器的要求；输出电压大于输入电压，可在国际标准规定的输入 电压和频率广泛变化范围内保持正常工作，可用于 75~2000W 功率范围的场合，虽然其输入和输出间没有隔离，但是由于其优点明显，因此应用最为广泛。 按输入电流的控制原理，有源功率因数校正方法可分为三种：电流峰值控制法、 电流滞环控制法和平均电流控制法。 3.3.2Boost APFC 电流峰值控制型 Boost APFC 电路的原理如图 3-4 所示。图中，开关管 Q1的电流i被检测，所得信号 iRi 送入比较器。电流基准值由乘法器输出 z 供给，1S z=xy。乘法器有两个输入，一个为 x，是输出电压 V/H 与基准电压 Vref之间的误O 差（经过电压误差放大器 VA）信号；另一个输入 Y 为电压 Vdc检测值 Vdc/K，Vdc为输入正弦电压 Vi的全波整流值。因此电流基准为双半波正弦电压，令电感（输入） 电流的峰值包络线跟踪输入电压 Vdc的波形。使输入电流与输入电压通相位，并接 近正弦。闭环系统中的电压环由分压器 I/H、电压误差放大（补偿）器 VA、通过乘法器、电流比较器 CA及驱动器（图中未画出）等组成。因此，在保持输入端功率因 数接近1的同时，也能保持输出电压稳定。 在此电路系统中有两种频率的电流：基准电流为工频，被控制调节的电流输入电 第 20 页 共 66 页 流为高频。 电子镇流器的功率因数较正 如图 3-5 所示为半个工频周期内 PWM 高频调制的电感电流波形，虚线为各个开 关周期内电感电流峰值的包络线。一般来说，纹波较小时，电感电流峰值与平均值很 接近，但这意味着电感电流上升坡度平缓，要求电感大。当 Q1 导通时，电感电流上升，达到峰值（由电流基准控制），这时比较器输出信号使 Q1关断，电感电流下降。下一开关周期，Q1再次导通。如此周期性变化。在这种控制方式中，开关频率是恒 定的。 峰值法控制的主要优点是：采用恒频控制；工作在电感电流连续状态，开关管电 流额定值较小，EMI 滤波器体积也较小；比其他电流控制方式易于实现；过流保护速 度快。其最主要的问题是：电感电流的峰值 i（它是控制的基准）与高频状态空间p 平均值之间的误差，在一定条件下相当大，以至无法满足使 THD 很小的要求。此外，电源电压过零时电流失真大，有开关噪声问题。 第 21 页 共 66 页 3.3.3Boost APFC 荧光灯逆变电源设计 电流滞环控制型 Boost APFC 电路的原理如图 3-6 所示。滞环法与峰值法的区别只是前者检测的电流是电感电流，并且控制电路多了一个滞环逻辑控制器。当电感 电流达基准下限值 i时，逻辑控制器使开关 Q1导通，电感电流上升；当电感电流min 达基准上限值 i时，逻辑控制器使开关 Q1关断，电感电流下降。 max 图 3-7 所示为电流滞环法控制时的电感电流波形图。图中上下两条虚线所示为 第 22 页 共 66 页 i和i；实线为电感电流，在i和i之间变化。中间一条虚线为电流平均值。minmaxminmax 电子镇流器的功率因数较正 电流滞环宽度决定了电流纹波大小，它可以是固定值，也可以与瞬时平均电流成比例。 电流滞环控制型 BoostAPFC 电路的主要优点是：电流工作在电感电流连续状 态，开关电流额定值小，输入电流失真小，控制易于实现。主要的缺点是：控制电路 较峰值法复杂；负载大小对开关频率影响很大，由于开关频率变化幅度达，设计输出 滤波器时，要按最低开关频率考虑，因此不可能得到体积和重量最小的设计。 3.3.4 Boost APFC 平均电流控制型 Boost APFC 电路的原理如图 3-8 所示。它的主要特点是用电 流误差放大器（或动态补偿器）CA 代替图 3-4 和 3-6 中的电流比较器，采用电流 环和电压环双环控制。以输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积为电流基准； 并且电流环调节输入电流平均值，使之与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。输 入电流信号被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量的变化通过电流误差放大器， 被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡比较后，给开关管 Q1 驱动信号，并决定其应有的占空比。于是电流误差被迅速而精确的校正。由于电流环有较高的增 益－带宽，使跟踪误差产生的畸变小于 1%，容易实现接近于 1 的功率因数。 第 23 页 共 66 页 图 3-9 为平均电流控制法的电感电流波形图，图中实线为电感电流，虚线为平 荧光灯逆变电源设计 均电流。 这种控制方式的优点是：恒频控制；工作在电感电流连续状态，开关管电流有效 值小，EMI 滤波器体积小；THD 很小；对噪声不敏感；电感电流峰值与平均值之间的 误差小，通常用于 500W 以上的大功率装置中。主要的缺点是：由于需要电流控制环 补偿网络，因此控制电路较峰值法复杂。 通过以上分析可知，无论采用何种电路结构，有源功率因数校正技术都能使功率 因数>0.99，THD<5%；另外由于其输出电压稳定，可使后面的电子镇流器高频变换电 路有良好的工作环境，减轻了开关管的电压应力。共同的缺点是控制电路复杂；采用 两级结构，使镇流器总效率降低。 但是由于 APFC 电路有许多专用的集成芯片支持，利用这些集成芯片则可以大大 简化电路设计。ML4821是一款可用于电子镇流器的APFC 控制芯片，其设计用于一个控制具有功率因数效正以及使用平均电流法的“升压”拓扑型系统，特别在设计中增 加“系统噪声抗扰度电路”电路中包括精密的电平参考,增益调节器,平均电流误差放 大器，输出误差放大器,过压保护比较器，逻辑错误关闭电路，它们都提供大负载电 流。除此之外，系统的启动和关闭还受到低压市电封锁电路的控制。在一个典型的应 用中，ML4821 通过调整输出 MOSFET 的脉冲宽度控制交流的输入电流，这个调整使电流的波形与输入电压的波形一致（即功率校正），其中参考电流调整的产生是由正 弦曲线电压乘以误差放大器的输出直流电压。增益调制器的平均线电压的补偿是为了 保证环路的不变增益使到系统可以工作在宽的输入电压值之上，这一个补偿包括在低 于90 V RMS 输入时减少输出功率的控制(Brown-out Control)。 本文将在下一章详细介绍采用ML4821的 APFC电路的特点和设计过程。 第 24 页 共 66 页 电子镇流器的功率因数较正 3.4 本章首先给出了功率因数以及与电流总谐波畸变的之间的关系，介绍了功率因数 校正的原理，分析了电子镇流器的输入电流畸变特点；然后分别对电子镇流器常用的 有源和无源功率因数校正电路做了分析，重点分析了三种主要 Boost APFC 电路的工 作原理和优缺点，为以后的设计和实验提供了理论依据；最后简单扼要的介绍了 ML4821 的工作特点，为下一章的内容做了铺垫。 第 25 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 4 使用可调光电子镇流器控制芯片 IR21592 和功率因数校正芯片 ML4821，结合第 三章和第四章的电路拓扑，即可设计出节能的带预热和保护功能的高性能可调光电子 镇流器。 4.1ML4821 ML4821 最早是由美国线性公司（Micro Linear Corporation）生产的一种平均电流模式控制升压型功率因数控制器，现由美国飞兆半导体公司生产。ML4821进入 中国市场较早，具有一定的代表性，并获得了广泛的应用，目前市场需求依然强烈。 下面以美国飞兆半导体公司生产的 ML4821 高功率因数控制器为例对其特点、引脚功 能、电气参数、工作原理进行分析。 4.1.1ML4821 ML4821 的内部电路框图如图 4-1 所示，内部集成了精密基准电源、高频振荡器、 增益调节器、平均电流误差放大器、输出误差放大器、过电压保护比较器、睡眠模式 比较器、图腾柱式驱动输出电路、欠电压锁定电路以及关断逻辑电路等，其原理框图 如图 4-1所示。 第 26 页 共 66 页 可调光电子镇流器的设计与实现 ML4821采用PDIP-18和SOIC-20两种封装形式，下面以PDIP-18为例，其引脚排序如图4-2所示，各引脚功能如表4-1所示。 管脚管脚 功能描述 编号 名称 1 I 电流限制点输入 LIM 2 I 平均电流误差放大器的补偿节点输出 A OUT 3 I 平均电流误差放大器的反相输入 A- 4 I 平均电流误差放大器的同相输入 A+ 5 I 调制器输入 SINE 6 EA OUT 电压误差放大器的输出 7 INV 电压误差放大器的反相输入 8 V 平均线性电压补偿输入 RAS 9 SOFT 连接到软启动电容 START 10 SYNC 同步振荡器同步输入 11 OVP 当OVP电压超过5 V时禁止输出脉冲。电压低于0.7 V时候,进入低 压关闭模式 12 R 振荡器外接的时间电阻 T 13 PWR GND 电源地 第 27 页 共 66 页 14 OUT 大电流脉冲输出 荧光灯逆变电源设计 15 VCC 正极电源提供 16 V 5V参考电压 REF 17 C 振荡器外接的时间电容 T 18 GND 模拟信号地 4.1.2ML4821 (1)振荡器(Oscillator) ML4821的振荡器是由恒流源I/2对连接于C端的电容C1充电，当电容电压上RTT升到上限阀值时，比较器改变状态，使集成电路内部的VTl导通，电容器通过VTl 放电到下限阀值。电路如图图 4-4所示，电容C上的电压波形如图4-3所示。 T 振荡器周期T为 T＝T+T 12 当VT1不导通时，I＝V/R，C充电电流为I/2，上升时间T为 RTREFTTRT1 1T,C,V/I 1RT2 第 28 页 共 66 页 可调光电子镇流器的设计与实现 ML482l振荡器有一个同步输入端，在此脚10（SYNC）加上2V正脉冲，可以将振荡器的比较器复位，使C开始放电循环。选择R、C值，应使振荡器的频率比外接TTT 的同步信号频率略低一些。 (2)电压和电流误差放大器（VOLTAGE AND CURRENT ERROR AMPLIFIERS） ML4821 电压误差放大器是一个高增益频带宽的开环放大器。软启动控制端输入 放大器的输入端，控制软启动避环操作。电流误差放大器（1A）与电压误差类似，但是为了R，而选择低阻值的电阻，所以在设计时要求放大器有非常低的偏移值。 SENSE (3)输出驱动（Output Driver Stage） ML4821有1A峰值的输出可以快速驱动电容负载像以电力驱动的MOSFET门驱动。驱动电流的输出电压在内部限制在17 V。 (4)增益调制器 (Gain Modulator) ML4821 增益调制器将线性电流输入I管脚，在V管脚有一个负极性矩形电SINERMS 第 29 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 压。当V非常低电压时，增益调制器在其PFC电路上强迫其功率限制，或者是RMS “Brown-out”保护。输入调整后的线性正弦波为I转换成电流再经一个下拉电阻输SINE 入。通常,大部分地面噪声会在PWM比较器原理参考端产生一个无关重要的影响。所以 还给ML4821设计了一个高扰抖动抗扰度的开关电路。 增益调制器的输出电流是电流误差放大器参考端I的输入，可以通过I = KI A+GMSINE(V – 0.8) 算出。I是其下拉电阻的电流，V是误差放大器的输出，K为V不EASINEEARAS变常数的输入I=2.5/RT。增益调制器的输出电流被限制是设定系统电流的极限。GM(MAX) 乘法器输出电流转换成通过一个电阻到地的电流误差放大器的I端的参考电压。 A+ 增益调整器K端关于在 V 的电压如图 4-6所示。曲线已经在二个部份中被分RMS 开。右边是为在正常状态下从最小的线电压到极大值的电压值域中（260VAC到90VAC）的操作，85 VAC 通过曲线上的点被选定为允许点。在正常的操作之下情况下如：当 输入电压减少，调整器为环路增益的下降补偿而增加增益。 图 4-5 电压误差放大器原理 在“brown-out”情况下(在低于85 VAC)。增益调整器通过减少增益限制电流量 从而避免过载情况出现。这使PFC 后面的负载保持不变的非常有用。输入电流必须 升高为输入电压的下降补偿。 (5)欠电压锁定和过电压保护（Under Voltage Lockout,OVP and Current Limit） 要提高ML4821的功率是要以UVLO（欠电压锁定）为条件，输出和静态电流低。 欠电压锁定电路原理如图 4-8 所示。IC在VCC到达16 V时开始工作。当 VCC 在降低到9 V时候,UVLO 情况发生。在 UVLO 的时候，V管脚是 "OFF",使它可用为 REF第 30 页 共 66 页 可调光电子镇流器的设计与实现 在下一个PWM周期开始。 (6)脱机启动和偏压提供（OFF-LINE Start-up and bias Supply Generation） 对 ML4821 的在图4-9提供VCC中的线路。启动电流被经由 R 递送。IC当VCC 10到达 15.5 V 开始工作。之后功率是经过在 L1 上的抽头递送。显示的结构展现通过 比例变压器传送电压给 PFC 输出。 第 31 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 4.1.3ML4821APFC 利用ML4821作为前置调节器对AC/DC变换器进行APFC控制的电路原理如图4-10 所示。主电路结构是将整流电路与斩波升压(PWM-Boost)电路相结合，技术核心是利用APFC来控制已整流后的电流，使之在对滤波电路充电之前，能与整流后的电压波 形同相，以避免电流脉冲的形成，达到改善功率因数的目的。 ML4821的内部设有电流调节器和电压调节器，由线性乘法器、电流误差放大器 第 32 页 共 66 页 可调光电子镇流器的设计与实现 和电压误差放大器及PWM比较器、三角波发生器、PWM产生逻辑电路等组成。在工作 过程中，APFC电路通过检测整流电路中的主回路电流和输出的直流电压，经放大和 运算处理后，产生PWM信号，以控制斩波升压电路中的斩波开关Q，使升压电感L中的电流受到连续监控和调节，使之能跟踪并与整流后的电压波形相似而呈正弦波形。 同时对输出的直流电压V进行调控。主电路中正比于输人整流电压的取样电流IDC OUTPR和电压误差放大器的输出电压V在乘法器中相乘，产生电流I，在电阻R上产生EAOUTMOC压降V（此电压具有与输入整流电压相同的波形)，输入电流IL通过取样电阻R产RCS生一个电压V，它与R上的电压V相减后加在电流误差放大器的输人端，经电流误SCRC 差放大器放大后，输出电压送到PWM比较器与一个三角波电压比较后产生一个PWM触发脉冲，去驱动MOSFET(Q)，形成闭环电流调节器。无差的电流环调控的结果将迫 使R和R上的电压差等于0，迫使主回路电流跟踪整流电压的波形，脉宽调制的高频CS 开关电流在升压电感L的作用下，全周期向负载提供电流，APFC调控下AC/ DC变换器入端电压、电流的工作波形如图4-11所示。由电压误差放大器形成的闭环电压调 节器，使AC/DC变换器输出端产生高度稳定的直流电压。 第 33 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 V半波正弦输入电压 I电感电流峰值包络线 IN———— LP———— I 电感电流瞬时值 I输入电流平均值 L————IN————4.2 IR21592 4.2.1IR21592 IR21592 是国际镇流器公司（International Rectifier）开发的一款功能强大的荧光灯电子镇流器控制芯片，以它为核心可以根据荧光灯管的特性以及最终用户的 需要设计出功能非常齐全的可调光电子镇流器。它由可调光镇流控制器和 600V 半桥 驱动器两部分组成。控制器部分包括压控振荡器、相位调整电路和频率稳定电路。无 需外接变压器就可以检测负载电流并藉此调整输出功率的大小。依据需要可在芯片外 部调整电阻、电容值来预置预热时间、预热电流、从触发到调光的过程时间、最小工 作频率，可调整最小和最大的发光功率。这些特性为镇流器设计者提供了高度的灵活 性。完善的保护功能包括灯丝断、过热、正常工作时灯不能点亮，以及正常工作条件 恢复后的自动启动功能。IR21592 具有 0.5～5V 的模拟量调光输入接口，照明功率既可以手动调节，也可以采用数字化可寻址调光接口(DALI)调节。无需大的改动就可以将非可调光镇流器改装为可调光镇流器。它主要有以下几个特点： (1) 集镇流器控制与半桥驱动器于一体； (2) 无需使用变压器就可以检测到灯的功率； (3) 闭环灯功率控制； 第 34 页 共 66 页 可调光电子镇流器的设计与实现 (4) 闭环预热电流控制； (5) 可预置预热时间和预热电流； (6) 可预置灯触发到可进行灯光亮度调整的过渡时间； (7) 调光控制信号输入范围 0.5~5V； (8) 通过外接电阻可调节灯的最小和最大发光功率； (9) 可设定灯最小工作频率； (10) 非常完善的灯故障自保护； (11) 退出故障保护模式后的自动重启动功能； (12) 内部齐纳二极管稳压； (13) 过热保护。 IR21592 为 16 脚 DIP 或 SOIC 封装形式，其引脚功能如下： 引脚 1（VDC）： 线电压检测信号输入端； 引脚 2（VCO）： 压控振荡器振荡频率控制信号输入端； 引脚 3（CPH）： 预热时间调整信号输入端； 引脚 4（DIM）： 0. 5~5V 调光信号输入端； 引脚 5（MAX）： 最大灯功率设定输入端； 引脚 6（MIN）： 最小灯功率设定输入端； 引脚 7（FMIN）： 最小工作频率设定输入端； 引脚 8（IPH）： 预热电流参考输入端； 引脚 9（SD）： 关闭 IR21592 的信号输入端，高电平有效； 引脚 10（CS）： 负载电流检测输入端； 引脚 11（LO）： 低端 MOSFET 门控输出信号； 引脚 12（COM）： IR21592 的信号地和电源地； 引脚 13（VCC）： 芯片电源； 引脚 14（VB）： 高端 MOSFET 浮动电源； 引脚 15（VS）： 高端 MOSFET 浮动地； 引脚 16（HO）： 高端 MOSFET 门控输出信号。 4.2.2IR21592 第 35 页 共 66 页 IR21592的工作框图、工作状态图分别如图4-12、图4-13所示。上电后 IR21592 荧光灯逆变电源设计 自动完成从灯预热、灯触发到调光模式的全过程。IR21592 的典型应用电路如图 4-14所示。图中 Rectified AC Line 指将交流电整流滤波后的直流电， +DC BUS 指经过稳压和功率因数调整后的直流电。 (1) 预热阶段 当 VCC 超过低压锁定门限电压 12.5V 且 VDC 超过 5.1V 时，IR21592 的 HO 和LO 端开始输出振荡信号，HO 和 LO 输出信号的占空比均为 50% ，为防止上下MOSFET 导通时间的重叠，芯片内部设定了 1.8μs 的死区时间。压控振荡器以最高 的工作频率起振。 在此同时，一个 1μA 的内部电流源对 CPH 脚上的外部定时电容 C3 线性充电。从开始充电到 CPH 脚上电压超过 5V 的这段时间就是预热时间。预热时间可通过调 整CPH 端外接电容 C3 的大小来设定。 1μA 的内部电流源将 VCO 上的外接电容 C2 缓慢地对地放电，因而 VCO 脚电压开始降低，伴随而来的是振荡频率的降低和负载电流的增大。R16 是负载电流检测电阻，它将负载电流的大小以电压的形式反映到 IR21592 的 CS 端，当 CS 端电压超过 IPH 端的电压时，一个 60μA 的内部电流源开始对电容 C2 充电。这就迫使振荡频率升高，负载电流降低。当 CS 端电压降到 IPH 端电压以下时，60μA 电流源断开，振荡频率又开始降低，如此闭环控制，对灯丝加热，直到 CPH 上电压超过 5V 第 36 页 共 66 页 预热阶段才结束。IPH 端电压是由一个内部电流源加在 IPH 外接电阻 R6 上产生的， 可调光电子镇流器的设计与实现 R6 的大小决定了 IPH 端参考电压，因而也决定了预热电流的大小。 D1、C8 构成高端 MOSFET 驱动信号的浮动电源。起振后 HO、LO 端的第一个脉冲是从 LO 脚输出的，以保证先产生高端浮动电源，然后才输出 HO 脚的第一个脉冲。 (2) 灯的触发 当 CPH 脚电压超过 5V， IR21592 进入触发工作阶段，此时，芯片内部预热 电流参考电压输入端不再与 IPH 脚的预置电阻相连，而是连接到内部的 1.6V 门限电压。 镇流输出级是由 L、C9、C11、R17 构成的高 Q 值 LC 振荡电路。随着 C2 通过内部1μA电流源的对地线性放电，振荡频率线性下降，逐渐接近镇流输出级的本 振频率，从而引起灯电压和负载电流上升。工作频率继续下降，一直到灯被触发点亮， 或者达到了 IR21592 负载电流的极限，使之进入故障保护模式。1.6V 门限电压和负载电流检测电阻 R16 共同决定了允许的最大触发峰值电流和电压。触发电流不能超 过输出级的 MOSFET 的最大允许工作电流值。 灯被触发后，振荡频率继续降低直到 VCO 脚电压降到最低值，该值由 FMIN 脚外接电阻 R5 的大小决定，此时的压控振荡器工作频率则为最低工作频率。为确保 可靠触发，尽量减少启辉时的灯闪烁，设定 R5 的值要使最低工作频率比触发频率 或对应 100 %亮度的频率低 5kHz。触发阶段结束后 IR21592 进入调光工作模式。 第 37 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 SD引脚电位 大于2.0V（灯 电源接通 不在位或 Vcc<10.9V（电 源关断） 欠电压锁定输出工作模式， Vcc<10.9V（Vcc半桥级关断：IQCC?200μA，故障或电源电压Cph引脚电位为0V， 低），或Vdc<3.0故障工作模振荡器不工作 （直流总线/交式，故障锁流供电故障或电Vcc>12.5V(UV+)和定有效，半源电压低），或Vdc>5.1V（总线正常）桥级不工作QCC?240Vsd>2.0V（灯故和SD引脚电位大于IμA，Cph引障或灯不在位） 1.7V（灯正常）和脚电位为0，Tj<175?（Tjmax） 预热工作模式，半桥级开始工作， Vcc=15.6V， V振荡器不工cspk＝Viph（峰值电流控制） Tj>175作 Cph引脚以Iph=1μA开始充电， ?（过DIM引脚为开路，过流电路不工作 温） Cph引脚电位大于5.1V CS引脚电位（预热工作模式结束） csth大于V （1.6V）（点点火工作模式，fph斜坡上升至fmin，Cph引脚火失败或硬开以Iph=1μA充电，DIM引脚开路，过流电路关）或开始工作 Tj>175?（过 温） VCO引脚电位大于 Vdimth（点火工作模CS引脚电位 式结束） 大于Vcsth （1.6V）（过 流或硬开关）调光工作模式，CS引脚相位等于基准相位，或Tj>175?DIM引脚电位等于Cph引脚电位，过流电路（过温） 开始工作 第 38 页 共 66 页 可调光电子镇流器的设计与实现 (4) 电流检测 在调光工作模式中，R16 的作用有两个，一是监测负载电流，防止出现上下 MOSFET 同时导通的过流情况；二是检测负载电流的过零点以判断当前负载电流的相 位。R12 是限流电阻，当 CS 脚电压低于－0.7V 时，限制从 CS 脚流出的电流大小。CS 脚上的滤波电容 C6 用于滤除镇流器产生的高频噪音。 (5) 故障自保护状态 CS 脚电压与负载电流的大小成正比。任何时候当 IR21592 检测到 CS 脚上的电位超过 1.6V 时 IR21592 就进入到故障自保护状态，高端驱动输出信号 HO 及低端驱动输出信号 LO 均被关闭。退出故障自保护状态的方法是关闭 VCC 供电电源，重新供电，或者将 SD 脚电位拉低，使 IR21592 重新进入预热模式。产生过流现象的 原因包括，半桥输出级的非零电压开关产生的尖峰电流和灯丝断、灯管寿命到、灯被 移走或死区时间过短引起的硬开关等。 (6) 芯片工作电源 IR21592 的电源一部分来自 220V 交流电经整流滤波后的 310V 直流电，另一部分来自半桥输出级的反馈供电。上电时，310V 直流电通过 R8 对它提供启动电流并对C4 充电。R8 的值要能提供两倍的最大启动电流以保证在最坏的情况下能启动 IR21592。当 C4 上电压超过最小启动电压且 VDC 上的电压超过 5.1V 时 IR21592 开始工作，并在 HO 和 LO 端输出驱动信号，半桥开始工作。D2、D3、R10、R15、C4、C7 和 C10 构成的充电泵将半桥输出的振荡信号进行整流，经 R10、R15 限流送往 第 39 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 VCC，再经 IR21592 内部的齐纳二极管钳位，变成 15.6V 稳定电压作为 IR21592 的工作电源。 (7) 低压自保护 当 VCC 低于 12.5V 或 VDC 低于 5.1V 时 IR21592 进入低压锁定状态。在低压 锁定状态高端、低端输出全部关闭，VCO 脚被内部上拉到 5V，将启动频率重新设定 为最大值，CPH 脚在芯片内部短路到地以重新设定预热时间。在锁定状态下 IR21592 静态工作电流维持在 200μA 以下。除了高低端输出被禁止外，其他功能依然正常。 R1、R7 构成的分压电路用于检测整流后的线电压，检测的结果输入到 VDC 引脚，当 VDC 电压低于 5.1V 时， IR21592 进入低压锁定状态。C1 用于滤除 VDC 上的纹波。这项检测的目的在于，在线电压过低而导致灯熄灭之前就关闭 HO、LO 的输出并复位 IR21592，当电压回升时使 IR21592 重新进入预热模式。 4.3 4.3.1ML4821APFC 如附录2所示包含了镇流器的APFC电路部分。输入电网电压范围为 AC90～265V；输出直流电压为接近400V左右；输出功率为40W。L1、C1组成 EMI 滤波器，F1为过流保护，压敏电阻 RV为过压保护。 电路中的主要元件的参数计算如下。 1、 输出电容 选择输出电容时需要考虑以下因素： （1）维持时间,通常,对于开关电源,维持时间至少应达到20ms； （2）纹波电流； （3）所允许的三次谐波畸变。 维持时间是指在额定输出功率条件下，输出电容上的电压降至维持系统正常工作 的最低输出电压所需的时间。输出电容的计算可参考式(4-1)： 2PtOUTHLD, (4-1) COUT22,VVOUTOPMIN 第 40 页 共 66 页 可调光电子镇流器的设计与实现 式中 C输出电容； OUT———— P输出功率； OUT———— t维持时间； HLD———— V满载条件下的最低输出电压； OUTMIN———— V维持前置变换器工作所需要的最低输入电压。 OPMIN———— 输出电容上的峰值纹波电流的大小等于输出的直流电流，因此输出电容中纹波电 流的效值如式（4-2）所示： IOUTDCI, （4-2） COUTRMS2 输出纹波电压的估算可利用式（4-3）： 2,,12,, （4-3） ,，VIESROUTTRIPPLEOUTDC,,PEAK4,fCOUT,, 式中 f母线频率； L———— ESR输出电容的串联等效电阻。 ———— 输出纹波电压将造成输入电流的三次谐波失真，其实际大小由输出纹波电压和误差放 大器在120Hz时的增益共同决定。 假设维持时间t为20ms，在此期间将允许输出电压由370V跌落到330V。根据式HLD （2-81）可以计算得： 2，40W，20msC,,57,F OUT22370V,330V 注意，输出电容的耐压至少应达到450V。 2、输出电压检测电阻 满载条件下输出电压的取值非常重要。有源功率因数前 置变换器的负载调整率一般在15~30V左右。由于采用升压结构，前置变换器在满载时 的输出电压比较高，一旦发生掉载，输出电压有可能超过400V。这主要是由于误差放大器的结构决定的，如图4-15所示。反馈电阻R的存在，使得输出电压的取值都比较F高。实际当中，R的取值接近或略小于R。如果要提高直流调整率，可以在R上串联FHF 一只隔直电容，但这样做会造成电路的瞬态响应特性变差，并会导致输入电流的抖动。 满载时，误差放大器的输出电压在4~5V之间比较合适，实际应用当中取4.4V。这 第 41 页 共 66 页 样R的取值应在680k~1M之间，实际取825k。反馈电阻R的取值由电压控制环路决定。HF 荧光灯逆变电源设计 R和R确定后，R可根据（4-4）计算得出: HFL 5RRHF (4-4) R,L，，RV,5,0.6RFOUTMINH 在空载条件下，前置变换器的最大输出电压由式（4-5）决定： ,,4.35,, (4-5) ,，，5VROUTMAXH,,RR,,FL 3、过电压保护电路 在过电压保护电路中，检测电阻的计算相对来说比较容易。 根据经验，使过电压电路动作的电压值应比上面计算出来的最大输出电压高出 10~15V。 实际当中，在过电压保护信号输入端（引脚11）上功率因数外接电阻分压器即可实现过电压保护。电阻分压器中的高端电阻R与有源前置变换器的输出端相连，而OVPH低端电阻R则直接接地。高端电阻R与低端电阻R之间的关系如式(4-6)所示： OVPLOVPHOVPL 5ROVPH (4-6) R,OVPLV,5OVP 实际当中高端电阻R可取为825k，根据式（4-6）可以得到 OVPH 5，825k,R,,10.2k, OVPL400,5 第 42 页 共 66 页 ML4821中的过电压保护信号输入端（引脚11）是一个多功能引脚，除了可以实现 可调光电子镇流器的设计与实现 过电压保护功能以为，还可以实现远程关断功能。当该端电压被下拉至低电平时， ML4821被关断。实际当中，可以采用小信号FET或双极晶体管构成远程关断电路，在需要的时候将引脚11的电位拉至低电平，从而实现远程关断。另外，由于该端能够实 现两种功能，因此其偏置电压始终应高于1.0V，以保证该端在没有输入功率的条件下也能正常工作。 4、升压电感 作为有源功率因数前置变换器中的核心元件，升压电感的取值非 常重要。通常，纹波电流在10%~20%的水平比较合适。前置变换器的工作频率在100kHz 时，升压电感的计算可参照下式： 150VVOUTMINRMS （4-7） ,LmHPfXOUTSW 式中 V输出电压； OUT———— V输入线电压下限； MINRMS———— P输出功率； OUT———— f开关频率； SW———— X纹波电流因子。 ———— 这里，纹波电流因子X实际上是峰-峰值纹波电流在输入正弦峰值电流中所占的百分比。峰值纹波电流将叠加在输入正弦峰值电流上，因此电感中流过的最大峰值电流 等于输入正弦电流加上1/2的纹波电流。 峰-峰值纹波电流的计算可根据式（4-8）： ，，VV,VINOUTDCIN （4-8） ,I,,LPPfLVOUTDC 式中 V输入线电压全波整流波形的峰值； IN———— f工作频率。 ———— 将V=380V，V=85V，P=40W，f=100kHz，X=0.15代入式（4-8）中，有 OUTMINRMSOUT 150，380V，85VL,,8mH 40W，100kHZ，0.15 5、输入高频旁路电容 输入高频旁路电容的作用是滤除高频纹波电流，该电容 位于交流侧和整流桥之间，如附图中的C。该电容的阻抗在开关工作频率下只有几个1欧姆，因此需要在输入端增加辅助滤波电路，以抑制差模传导噪声。注意，该电容需 第 43 页 共 66 页 选用X型电容。 荧光灯逆变电源设计 6、输出二极管 输出二极管VD（见附图）应当选用超快恢复二级管，本设计当10 中选用的是MUR850。 7、浪涌旁路二极管 浪涌旁路二极管VD的作用是在系统启动过程中对输入浪涌9 信号进行旁路，以防止升压电感饱和。本设计当中选用1N5406（3A/600V）。 8、电流限幅 电流限幅和电流检测电路的原理如图4-16所示。电流限幅值由电阻R和R共同决定。首先应当选定R的阻值。R的阻值则可以通过式（4-9）计算得到： 511511 VVREFREF （4-9） R,R,R1155VIR1SIN 式中 I电流限幅时的电流； IN———— R检测电阻； 1———— V电流限幅时检测电阻上的电压。 S———— 本设计中，R取2k，设电流限幅时检测电阻上的电压为1.2V，则 5 5 R,2k,,8.2k,111.2 9、电流检测电路 ML4281的引脚3和引脚4用与实现对线电流的检测。在ML4821 的控制下，平均线电流将完全跟随正弦线电压的变化。 注意，作为平均电流误差放大器非反相输入端，引脚4同时还与增益调节器的输出端相连，而增益调节器的最大输出电流为400µA。 在输入线电压下限且输出最大功率时，检测电阻上的电压应当为 1.0V。因此， 电阻R在400µA电流的作用下，其两端电压应达到1.0V，即 6 1VR,,2.5k,（取2.7 kΩ） 6400,A 由于最大峰值电流的期望值为4A，因此R可根据最大峰值电流的取值计算得到 1 1V,,0.25, R14A 电流放大器反馈电阻R的取值与R相同，这样有助于消除电流放大器的输入偏置126 电流，因此R也为2.7kΩ。 12 第 44 页 共 66 页 可调光电子镇流器的设计与实现 4.3.2IR21592 如附录图所示为基于 IR21592 的调光镇流电路部分，RectifiedAC 为整流后的脉动直流电压；DIM 为调光信号输入；D3、C25组成的电荷泵电路经 D2整流后分别为 IR21592 供电。 电路主要元件的参数计算如下： (1) IR21592 外围元件参数 RPULL-UP、RVDC 计算 VAC,TURNON （4-10） ,R,PULLUPIQCCUV 5.1,RVACVACTURN,ON （4-11） R,VDC1,5.1VACTURN,ON 其中，VAC为脉动直流电压，取最低输入电压 VAC=90V；I为芯TURN-ONTURN-ONQCCUV片启动电流，为保证一定启动，取最大值 I=330μA，则有： QCCUV 第 45 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 90，，R,,270k, PULL,UP330 R 与 R 分压后送入 1 脚，作为欠压保护，在电源电压高于 90V 时应保VACVDC 证 1脚电压大于 5.1V，则有： R5.1901VAC ,,R1,5.19016.6VDC 取 RVDC＝56kΩ，则 RVAC＝1MΩ (2) 镇流器输出级元件计算选择 选择电子镇流器输出级元件参数值和设定 IR21592 的可编程输入参数值时，应 保证灯的一些典型参数值，36WT8 灯管的主要参数值如表 4-2所示： 参功参单 数 能 数位 值 I灯0A 丝.p h 预6 热 电 流 有 效 值 t灯1S 丝.p h 预0 热 时 间 V灯3V 最0p h大0 m预 a热x 电 压 峰 第 46 页 共 66 页 － 可调光电子镇流器的设计与实现 峰 值 V灯8V 点0i g火0 n 电 压 峰 － 峰 值 P13W 04 1 00 0% % 亮 度 时 的 灯 功 率 V11V 041 001 0% % 亮 度 时 的 灯 电 压 峰 － 峰 值 P10W %.1 % 亮6 度8 第 47 页 共 66 页 时 荧光灯逆变电源设计 的 灯 功 率 I最0A 小.c a阴1t极8 h预m热i电n 流 有 效 值 V11V %61 % 亮5 度 时 的 灯 电 压 峰 － 峰 值 V直4V 流0d c 供0 电 电 压 利用公式（4-12）至（4－17）可计算电感 L3和电容 C27的值。电感 L3和电 容 C27的参数值决定电子镇流器的工作频率、工作电流和工作电压。对给定的 L、C、 直流供电电压和预热时间，灯预热电压的计算公式为： 22，，V,2V,，8LIC,2V, （4-12） phPHDCDC第 48 页 共 66 页 可调光电子镇流器的设计与实现 预热工作频率由下式计算： 2Iph, （4-13） fph,CVph 触发频率由下式计算： 4，，，，VV1，DCign,,1,，，f, （4-14） ignLC,2 触发电流峰峰值由下式计算： （4-15） I,fCV2,ignignign 最大功率的工作频率由下式计算： 24V,,DC21,,,22,V,,1132P132P100%100%100%,,,,f,,，,, （4-16） 100%242422,,2,LCLCCVCVLC100%100%,,最小功率的阴极预热电流由下式计算： ,VfC1%1%I, (4-17) cath1%2 应根据以下几个限定条件，选择电感电容参数值： ? Vph5kHz ? Icath1%>Icathmin ? 电感和电容值均为标称值 经计算选择，最终得到：L3=1.8mH，C14=8.2nF，此时 V＝290V，I＝2.0A，phign f=56.8kHz，f=47.6kHz，I＝0.20A，均满足要求。 phigncath1% (3) 可编程输入参数值计算 以下公式可用来计算灯工作在任意输出功率下的频率和输出电流的相位。 24V,,DC21,,,22,V,,1132P132P%%%,,,,f,,，,, (4-18) %242422,,2,LCLCCVCVLC%%,, 22，，,,2P180VV%%,1233%,,,,tgC,L,2,f,4LC,f (4-19) %,,%%2第 49 页 共 66 页 ,,,2PPV%%%,,，， 荧光灯逆变电源设计 则计算得灯工作在最大输出功率时的频率 f＝46kHz 和输出电流相位Φ＝100%100 o-6.6?，以及最小输出功率时的频率 f＝66kHz，输出电流相位Φ=-87。则外部1%1% 可编程元件值可由下列公式计算。 ,6,10，，25，10,f,10000，101% (4-20) R,FMIN,14，，f,10000，2，101% 2，1.6 (4-21) R,CSIign (4-22) C,2RRIIPHFMINCSPH ,7 (4-23) ，，C,2.6，10，tCPHPH R,,,FMIN1% (4-24) R,1,,,MIN445,, 0.86，R，RFMINMINR, (4-25) MAX,,,100%RR4，,1,,,MINFMIN45,, 经计算得：R=30kΩ，R=0.82Ω，R=20kΩ，C=0.27μF，R=22kΩ， FMINCSIPHCPHMIN R=9.1kΩ 。可调光电子镇流器的完整元件参数列表如表 4-3所示。 MAX 名图参 称 中数 编值 号 独C0 石3 . 电1 容 μ / 6 3 V 独C1 石1μ 电2/ 第 50 页 共 66 页 容 C6 可调光电子镇流器的设计与实现 13 3 V 独C1石4.电C5容 5 n / 6 3 V 独C0石7 .电4容 7 μ / 6 3 V 独C0石8.电 1容 Cμ 1/ 0 6 3 V 独C7石15电1 0容 p / 6 3 V 独C4石6 3电n容 / 6 3第 51 页 共 66 页 V 荧光灯逆变电源设计 独C4石9 7电0容 μ / 5 0 V 独C0石2.电01容 μ C/ 26 13 V C 2 4 C D I M C V D C C M I N 独C4石27电3 0容 P / 6 3第 52 页 共 66 页 V 可调光电子镇流器的设计与实现 独C1石2 2电0容 p / 6 3 V 独C0石C.电P3容 H 3 μ / 6 3 V 独C0石V.电C0容 O 1 μ / 6 3 V 电C4解9 7电0容 μ / 5 0 V 电C5解17电9 μ容 / 第 53 页 共 66 页 4 荧光灯逆变电源设计 5 0 V 电C4解2.电2 7容 μ / 5 0 V CC0B2.B7 1电μ容 / 4 0 0 V CC0B1 .B3电3容 μ / 4 0 0 V CC4B17B4 0电μ容 / 4 0 0 V 涤C1第 54 页 共 66 页 纶20 可调光电子镇流器的设计与实现 电5 0容 0 p / 1 0 0 0 V 涤C8纶2.电8 2容 n / 1 5 0 0 V 电R0阻 1 . 2 5 电R2阻 5 k 电R2阻 1. 27 R 6 电R2阻 10 3 k 电R5阻 7 6 0 k 电R9阻 8 1第 55 页 共 66 页 0 荧光灯逆变电源设计 k 电R3阻 19 0 k 电R9阻 9 1 k 电R8阻 1. 1 2 k 电R7阻 2. 2 3 电R8阻 22 05 k R 1 8 电R2阻 17 5 k 电R9阻 4 1 k 电R1阻 10 7. 5 Rk 1 9 电R6阻 2. 1 2 k 电R2阻 22 6第 56 页 共 66 页 可调光电子镇流器的设计与实现 R 2 3 电R0阻 C. S 8 2 电R5阻 D. I1 M k 电R3阻 F0 Mk I N 电R2阻 I0 Pk H 电R9阻 M. A1 X k 电R2阻 M2 Ik N 电R2阻 P7 U0 Lk L - U P 电R1阻 2M 9 R第 57 页 共 66 页 V 荧光灯逆变电源设计 A C 电R5阻 V6 Dk C 电R1阻 30 00 k R 2 8 电R1阻 20 4 R 2 5 电R1阻 2k 7 压R1敏V 0电k阻 4 7 1 超VM快DU恢1R复0 8二5极0 管 二V1极DN管 55 4 V0第 58 页 共 66 页 D6 可调光电子镇流器的设计与实现 6 V D 9 二V1极DN管 74 9 V3 D4 8 快D1速2N二 4极D1管 3 4 8 超DB快1 Y恢V复2二6极C 管 电L1感 1 0 m H 电L1感 2 . 6 m H / 4 . 0 A 电L1感 3 .第 59 页 共 66 页 8 荧光灯逆变电源设计 m H / 2 . 3 A 场QI效1R应 F管 Q8 23 0 Q 3 集UM成1 L芯4片 8 2 1 集UI成2 R芯2片 1 9 5 2 保F5险1 A丝 / 2 5 0 V 整B4流RA桥 1 6 0 0 V 第 60 页 共 66 页 可调光电子镇流器的设计与实现 4.4 本章首先介绍了功率因数校正芯片 ML4821和可调光电子镇流器控制芯片IR21592 的功能特点和典型电路，重点介绍了核心芯片 IR21592 从预热、触发到调 光的工作过程以及过流、欠压和故障保护功能的工作原理。随后给出了电子镇流器的 功率因数校正部分和调光镇流部分的电路形式和主要元器件参数的计算过程。最后给 出了全部的元器件参数列表。 第 61 页 共 66 页 荧光灯逆变电源设计 5 5.1 经过三个多月的努力，在老师和同学的指导帮助下，终于把硬件电路设计并制作 出来。但是由于条件的限制，某些特殊器件（PFC电感和谐振网络中的电感）在采购过程中遇到了一些困难，所以在硬件制作时候用另外一些器件代替。由于PFC电感和 谐振网络中的电感在电路中对结果实现的重要性，因此使得调试结果也没能做到最 好。但在实现整流滤波、PFC功率因数校正、高可靠性，高频逆变电路；并且具有灯 点火启动失败保护、过热保护、欠电压锁定、灯过流和灯熄灭能自动重新启动等功能 在电路中都做了相应的设计，整个设计基本上达到了要求。 5.2 本文详细介绍和分析了电子镇流器的工作原理、镇流器调光原理以及电子镇流器 的功率校正的原理。在此基础上提出了一种实用的节能型可调光电子镇流器的原理和 设计方案，虽然未得出实验结果，但理论分析可以证明： (1) 这种基于ML4821和 IR21592 的可调光电子镇流器具有结构简单、功率因数 高、节能的特点； (2) 镇流器采用双级结构，在提高系统的功率因数的同时，也使调光电路的输入 电压保持稳定，大大减轻了其负担，提高了系统的可靠性； (3) 镇流器有预热功能，有完善的故障保护功能，能够延长灯管使用寿命，提高 了系统的安全性； (4) 在灯管参数变化时，只需修正部分电路参数而无需改变电路结构，在实用化 和产业化方面具有很大的优势。 目前，可调光电子镇流器正朝着智能化、数字化、网络化的方向发展。而在本文 提出的这种可调光镇流器的基础上，加入单片机控制就能实现数字可调光电子镇流 器。如图 5-1所示为基于 IR21592 的数字可调光电子镇流器的示意图。 第 62 页 共 66 页 硬件调试结果与 总结 初级经济法重点总结下载党员个人总结TXt高中句型全总结.doc高中句型全总结.doc理论力学知识点总结pdf 功率 220V EMI滤整流 因数 市电 波器 器 校正 IR 荧 21592 光 数字 光电 灯 A/D转MPU 调光 耦合 换 信号 器 一系列的数字调光电子镇流器也可以组成一个调光控制系统，如图 5-2所示，控制信息根据一定的传输协议（如 DALI）由上位机通过网络传输到相应电子镇流器， 电子镇流器根据控制信息中的调光信号控制灯的开关和亮度。 220V 市电 网络与DALI控 上位机 网络 信号转换器制 数字调光镇流器群 如果在系统中加入照明传感器，组成闭环调光系统，就可以根据室内的采光情况 调节荧光灯群的亮度，使室内保持亮度不变，实现智能照明系统。 我国现在正在推行“绿色照明工程”，如果能在大面积照明单位中推广建设智能 照明系统或数字调光系统，将能为国家节约更多的能源。特别是在学校建设中应用这 中系统，能够更好的保护青少年的视力，提高公民的健康状况。 参考文献 [1] 毛兴武，祝大卫.电子镇流器原理与制作[M].北京：人民邮电出版社，1999：1~485. 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