开关电源的PCB布局及EMI滤波器设计

浙江大学硕士学位 论文 政研论文下载论文大学下载论文大学下载关于长拳的论文浙大论文封面下载 4．3仿真平台的搭建⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．424．4本章小结⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯47第5章总结与展望参考文献⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯。攻读硕士期间发表的论文⋯⋯⋯⋯⋯．．．一V一．．4853广泛应用到工业、商业和军事的领域当中，功率变换器件正逐步朝着高开关频率，高效率，高功率密度，高可靠性的方向发展，但是电源内部的电磁环境越来越复杂，产生的电磁干扰(EMI)对电源本身及周围电子设备的正常工作都造成了威胁，电磁兼容(EMC)i'n]题日益严重，严重恶化的电磁环境对电气、电子系统都将造成危害，紧迫的现状促进了EMC技术的迅速发展。同时国际和国内的电磁兼容标准和规范的相继强制执行，例如国际无线电特别委员会的CISPR标准‘11，IEC61000标准，欧洲EN系列标准‘2】【3】，德国工程师协会VDE标准以及我国的国标‘41和军标‘51，以及MIL．STD-460美国军用标准，美国联邦通讯委员会FCC系列标准【6】等等，进一步使得开关电源的电磁兼容成为一个亟待解决的问题。解决开关电源电磁干扰问题可以深入的领域很多，如测试技术，建模技术，抑制技术，PCB电路板布局布线优化技术等。PCB的设计和布局对开关电源性能的影响不亚于任何元器件的选择和电路的设计。由于PCB上电子元器件的密集度越来越高，所产生的EMI问题就越来越多，良好的PCB布局对EMC的设计起到至关重要的作用。经验丰富的工程师可以在同等条件下得到EMI很小的PCB布局，这样就可轻松满足法规所要求的标准，同时产品质量有所提高，也减少了项目研发的时间。EMI滤波器是抑制开关电源传导干扰的一个有效措施。但是如果EMI滤波器设计不合理，反而会增大电路中的干扰，甚至使电路工作不稳定。对于工程师而言，EMI滤波器设计一直被认为是“BlackMagic"，主要有五个原因17]，首先，EMI滤波器并没有一个确定的设计 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 。其次，在EMI噪声频率范围内输入和输出阻抗不是恒定的，由于这个阻抗的测量很难实施，在实验过程中都是推测得到的。第三，滤波器的实际高频衰减性能比预期值相差很多。第四，滤波器的插入损耗测试方法对整个设计过程产生影响。第五，在文献中提出了设计方法都要求进行非常复杂和费时的测量，有些还要求具备昂贵的设备才能够满足设计要求。随着开关电源的发展和电磁兼容法规在海内外普遍实施，EMI问题在工业界已经引起了广泛的关注，优化PCB布局和良好的EMI滤波器都是减小功率变流器EMI切实可行的方法。很多国内外的工业界和学术界的研究人员都在积极研究PCB的优化设计和EMI滤波器问题并且试图发现一些实用的方法，用来设计用于功率变换器的EMI滤波器。PCB的布局和EMI滤波器的设计正是目前开关电源EMC领域的两个研究热点。因此，本课题的开展在理论和实用中都有十分重要的意义。1．2开关电源的电磁干扰1．2．1开关电源电磁干扰简介国际电工技术委员会提出，电磁兼容是指电子设备或系统在所处的电磁环境中能够正常运行，并且其本身产生的电磁干扰不致污染周围的电磁环境或影响其他设备正常工作的能力【81。其中电磁干扰的产生有三个不可或缺的要素：干扰源、耦合途径、噪声接收器，如图1．1。因此电磁兼容设计的任务就是：削弱干扰源的能量，隔离干扰耦合途径以及提高系统抵抗电磁干扰的能力。图1．I电磁干扰三要素电磁干扰在生活中无处不在，日常生活中最容易受到干扰的就是电视机和收音机，图1．2表示影响收音机的常见干扰源。电磁干扰源按其来源可分为自然干扰源和人为干扰源。自然干扰源是大自然现象造成的电磁噪声，对于大部分电力电子设备而言，我们只需要考虑雷电这个自然干扰源。人为干扰源是指电气设备或人工装置产生的电磁干扰，其涉及的范围极其广泛，一部分来自发射电磁能量的装置，如广播、电视、通信、导航和雷达等，另一部分是在完成自身功能的同时产生电磁能量的发射，如电动汽车、架空输电线、办公用品、家用电器以及电子医疗器械等。人为干扰源按其物理性质大致分为主要元器件的固有噪声、放电噪声、电磁感应噪声和半导体器件开关过程产生的噪声等，对于开关电源而言，其核心元器件就是功率半导体器件，在半导体器件开关过程中，无论主回路还是控制回路，都存在着高的电流变化率，他们通过引线电感产生较大的电磁干扰，因此其主要干扰即开关过程中产生的一2一图1．2影响收音机的常见干扰源电磁干扰的耦合途径可分为传导干扰和辐射干扰，如图1-3。传导干扰是指干扰信号通过导线或其它元器件耦合到电路上的电磁干扰。这种传输方式必须在干扰源和被干扰设备之间有完整的电路连接，干扰信号沿着这个连接电路传导到被干扰设备，发生干扰现象。传导干扰又分为直接传导干扰和公共阻抗传导干扰，直接干扰是指噪声直接通过金属导线、电阻器、电感器和电容器等实际存在的元器件耦合到被干扰设备所产生的电磁噪声，而公共阻抗是指噪声通过公共阻抗、接地平板和机壳接地线等耦合到敏感器的电磁干扰。辐射干扰是指电磁噪声的能量以电磁波的形式向空间辐射并耦合到被干扰设备的电磁干扰。辐射干扰分为近场干扰和远场干扰，当观测点距离干扰源小于№兀看作近场干扰，当距离大于尬7【时看作远场干扰，其中九表示干扰源中最高频率分量的电磁波长。由于大多数开关电源的工作频率在几十赫兹到数兆赫兹之间，并不是很高，因此产生的干扰主要是传导干扰和近场干扰【9】。t扰璃台逢径传等T，拢l|辐翳T拢我拨传导|I公款陬抗传导lI近场勰台||运场糯合图1．3电磁干扰耦合途径示意图电磁干扰的噪声接收器是干扰对象的总称，它包括工作环境内的任何物体，敏感体可以是很小的元器件或电路板组件，也可以是用电设备、大型系统等。--3‘·_。浙江大学硕士学位论文开关电源的EMI与数字电路相比，其特点在于：1)．在半导体器件开关时，其电压、电流变化率大，产生的电磁干扰较大。2)．与数字电路相比，干扰源主要集中在半导体开关器件、散热器、电感和变压器上。3)．与信号处理线路布线较规则相比，在设计开关电源印刷线路板(PCB)时，手工布线因人而异，具有随意性，这就增加了PCB分布参数提取的难度。1．2．2开关电源电磁干扰产生机理开关电源EMI产生的最主要原因，就是在半导体开关器件开关过程中产生的高dv／dt和di／dt会通过电路中的寄生电感和寄生电容产生强烈的电磁干扰。其干扰源主要集中在电压、电流变化大的元器件上，如开关管、高频变压器、二极管【101。开关电源EMI的传播路径可以分为共模干扰和差模干扰。共模干扰是指噪声同时作用于两根电源线上，产生同相位，同幅度的脉冲，其干扰信号在电源线和大地之间传输的干扰，它属于不对称干扰。差模干扰是指干扰信号大小相等，方向相反，其在两根电源线传输的干扰，属于对称干扰。以升压型功率因数校正电路(BoostPFC)为例，图1．4和图1．5分别表示在D1和D4导通时差模干扰和共模干扰的传播路径。由于共模干扰和差模干扰的产生机理和传播路径都不相同，所以在研究开关电源电磁干扰问题时都将二者分开进行研究。L辩G图1．4DI和I)4导通时差模干扰传播路径一4一论文LNG图1．5D1和D4导通时共模干扰传播路径1．2．3开关电源电磁干扰建模开关电源电磁干扰建模是EMI仿真、预测、分析的前提条件，简单且准确的模型是研究电磁干扰产生机理和传播的基础。目前对开关电源辐射电磁干扰的建模研究并不多，主要集中在传导EMI建模。◆无源器件建模在EMI的测量范围内，无源器件如电阻器、电感器和电容器其寄生参数影响它们的高频性能，常用电感器的等效电路为RLC并联网络，其高频模型如图1．6，其中R为等效并联电阻，C为等效并联电容。电容器的等效电路为RLC串联网络，其高频模型如图1．7，其中R为等效串联电阻，L为等效串联电感。图1．6电感高频模型图1．7电容高频模型对于变压器的建模文献[1l】和[12】提出利用集总线圈模型和多线圈模型来建立变压器的高频模型，但是由于没有考虑漏感和原副边分布电容等寄生参数的影响，这些模型仅在150KHz到几兆Hz之内是准确的，文献[13】又提出了一种新的方法，其利用传输线理论建立变压器的共模干扰模型，该模型在EMI测量范围1内(150KHz～30MHz)可认为是准确的。●功率半导体器件建模一5一浙打=大学硕士学位论文由于开关电源的电磁干扰主要由半导体开关器件的开关过程产生，因此对功率半导体器件的精确建模显得格外重要。很多文献对PIN二极管建立了集中电荷模型，但是模型不够精确，工作范围有限。对于功率MOSFET管的高频模型都是用小信号的MOSFET模型代替使用，但是两者的高频特性相差很大。大部分文献在建模过程中都是使用现有的仿真软件中的开关器件模型，但是这些模型并不能很好地反映其真实的高频性能。总之，对于功率半导体器件的高频建模是一项很有挑战性的工作。●PCB寄生参数的提取目前常用于PCB寄生参数提取的软件是Inca和AnsoftQ3D。其中，Inca软件只能计算分布电感，却不能计算分布电容，而通常我们认为分布电感决定差模干扰的大小，同时分布电容决定共模干扰的大小，所以该软件不适宜解决共模干扰的问题。由于辐射干扰一般通过电磁感应的形式空间传播，具有一定的复杂性，因此开关电源辐射干扰的建模的成果很少。现有的文献一般都是以偶极子作为PCB导线的辐射干扰模型，但在实际的高频电流回路中，PCB导线不能简单地认为是偶极子，同时文献中只研究了PCB导线的辐射干扰，并没有系统地研究电路中其他元器件的辐射。1．2．4开关电源电磁干扰测试技术国内外EMC标准已经对EMI的测量环境、测量条件、测量仪器以及测量方法等做出了严格的规定。EMI测试包含的主要内容如图1．8所示。对于大多数开关电源而言，主要测量其传导干扰。需要的测量仪器主要有EMI测量接收机、线性阻抗稳定网络(LISN)、频谱分析仪以及各种电压电流探头等。由于传导干扰从传播方式上看可以分为共模干扰和差模干扰，二者的产生机理、传播路径都不一样，因此在测试传导干扰时最主要的工作就是对共模干扰和差模干扰进行分离。差模抑制网络[Ⅲ、射频电流探头、噪声分离网络f】5】是测试差模、共模干扰的三种方法。差模抑制网络结构简单，差模干扰衰减很大，而对共模干扰的抑制能力很小，所以该网络只适宜测量共模干扰。用射频电流探头测量差模、共模干扰方法简单，但测量结果要经过较复杂的换算才能与标准限值进行比较。用噪声分离网络来测量共模干扰和差模干扰是比较理想的，文献[15]利用寄生参数实现了阻抗匹配，一6一压器的制作要求较图1．8EMI测试分类1．2．5开关电源电磁干扰抑制技术由于电磁干扰产生的三要素为干扰源、耦合途径、噪声接收器，因此抑制电磁干扰可以从以下三方面考虑：削弱干扰源的能量，切断干扰的耦合途径以及增强系统抗干扰能力。对开关电源EMI抑制措施主要有PCB的优化设计、滤波、接地、屏蔽以及软开关技术的使用等。●PCB优化设计PCB的优化设计是抑制电磁干扰最有效也是最经济的方法，主要的抑制技术包括PCB的布线，元器件布局和接地。在设计PCB时，我们可以大致按照以下原则来进行：1)．按照器件的功能和类型进行布局，对于功能相近的器件放置在一个区域有利于减小布线长度；2)．按照电源类型进行布局。按照不同电压，不同电路类型分开布局，这样有利于分割，也有利于信号的回流和两种地平面之间的稳定；3)．要考虑共地点的放置，遵循“一点接地"的原则，将一个导电平面作为参考地，如果电路存在跨地信号，就可能导致信号无法回流，产生很大的电磁干扰；4)．通路的导线应尽可能粗并且短。●无源滤波利用EMI滤波器是抑制EMI最常用的方法之一，选择适当的滤波器结构和元器件参数对抑制电磁干扰有较好的效果。差模干扰和共模干扰分别用差模滤波元件和共模滤波元件进行衰减，这些滤波元件包括滤波电容C和滤波电感L。如图1．9为典型的EMI滤波器结构，其中Cx表示差模电容，用来抑制差模EMI，CY接地且成对出现作为共模电容，Ll是共模电感，即共模扼流圈，它是由两个绕相相反，匝数相同的绕组构成，当市网工频电流流过其中一个绕组一7一浙江大学硕士学位论文时，便从另一个绕组中流出，这样产生的磁场抵消，对工频电流没有衰减作用。但当电流中存在共模噪声时，由于共模噪声是同方向的，经过绕组时产生的磁场相互叠加，对于共模噪声而言，共模电感具有较大的阻抗，这样就对共模干扰产生抑制作用。实际上构成共模扼流圈的两个绕组的感值不可能完全相等，恰巧它们的感值差可以作为差模电感，用来充当抑制差模干扰的滤波电感。在设计共模扼流圈的过程中，巧妙地利用这个特点，可以在不含差模滤波电感的情况下就能有效的抑制差模EMI，这样可以大大的节省EMI滤波器的体积，降低产品的成本。l。l图1．9典型EMI滤波器结构●有源滤波有源滤波通常是从噪声源采取措施来抑制共模干扰，其基本思想就是从主电路中找到与原电磁干扰大小相等、方向相反的补偿EMI噪声电压来平衡原来的EMI信号。有源滤波不仅可以滤除谐波，同时还可以动态补偿无功功率。它反映动作迅速，滤除谐波可达到95％以上，补偿无功细致，这是无源滤波不能达到的，但是价格较高。在实际应用中，通常将无源滤波器和有源滤波器相结合，这样可以有效的减小滤波器的体积，并能达到更好的EMI抑制效果。●屏蔽屏蔽技术既能使干扰源的干扰强度降低，同时又能减弱干扰源和被干扰电路之间的耦合，它是实现电磁干扰防护最基本的手段之一。对于电场屏蔽而言，金属屏蔽体必须完整，并且要有良好的接地。磁场屏蔽的主要目的是抑制直流和低频交流磁场干扰源和被干扰电路的磁耦合，可以利用高磁导率材料的屏蔽体进行屏蔽，也可以采用反向磁场抵消的方法实现屏蔽。在屏蔽过程中，要同时屏蔽电场和磁场，这样才能更好的达到屏蔽的效果，有效的抑制电磁干扰。一8一浙江大学硕士学位论文●接地选择良好的接地面不仅可以保障人身和系统安全，还可以很好地抑制EMI。电路的公共参考点与大地连接，电流必须经过地线构成回路，因此在选择接地点时要保证信号线与地线构成的回路具有最小的面积，还要保证接地系统的公共阻抗很低，使通过公共阻抗产生的传导干扰最小。接地系统和屏蔽设计正确结合可以解决大部分设备在现场运行时的EMI问题。●软开关技术由于半导体开关器件在导通和关断时产生高的dv／dt和di／dt，这是开关电源产生电磁干扰的最主要原因，因此软开关技术也是抑制EMI行之有效的方法。软开关技术就是在原来的电路上增加电容和电感等谐振元件，在开关过程前后引入谐振过程，使开关开通前电压先降为零或关断前电流先降为零，这样就可以大大降低电压和电流的变化率，进而减小了开关器件带来的干扰f161。图1．10表示常见的软开关多谐振电路。Crl图1．10软开关多谐振电路除了上述介绍的抑制电磁干扰的方法外，在实际电路的电磁兼容设计中，还有更多针对各电路所采用的不同的EMI抑制技术。1．3PCB布局及优化的研究现状PCB的设计和布局对开关电源EMI性能的影响有时比元器件的选择和电路的设计所带来的影响更大，设计优良的PCB是减小电磁干扰最经济的手段。良好的PCB布局对EMC的设计起到至关重要的作用。在不改变电路结构和不增加元器件的基础上，通过改变PCB板上的元器件的位置和布线设计可以大大削弱电磁干扰。一9一浙江大学硕士学位论文工程师和学术研究者逐渐意识到PCB布局和设计的重要性，文献【17】提出了增加PCB的宽度可以减小带有地平面的多层PCB板的辐射干扰，但是只增加PCB的宽度而不改变其长度，辐射干扰减小甚微。文献[18】提出了减小信号回路和地平面的距离可以削弱PCB板产生的辐射，同时还可以通过在PCB板上放置像平面使其与地平面的外围相连的方法减小辐射干扰。文献【19】提出了通过对准静态场的分析来辅助设计PCB布局的方法，根据干扰电场的分布图来确定导线的放置位置，依据耦合系数来不断调整导线的大小、方向以及形状。文献【20】提出了通过减小动态节点寄生电容来优化PCB优化设计，但该思路只能用于布线规则且结构简单的电路。文献【21】研究了解耦电容和MOS管组成环路的面积大小对电磁干扰的影响并提出减小动态节点的铺铜面积可以抑制EMI。文献【22】为高速PCB电磁兼容设计提供了新的分析方法，其利用解析解表示地面轨迹的线路阻抗和耦合系数，只要满足一定的匹配关系就能减小线路之间的耦合。虽然在PCB板布线时有一些规律可循，但是由于缺乏有效分析电磁干扰的手段，在实际布线过程中往往也采用尝试一纠错一再尝试的设计方法，这种方法不但延长了项目研究周期，更使项目成本大大提高。因此现在人们常用计算机辅助设计(CAD)来指导PCB电磁干扰的预测和设计，其基本方法就是首先建立传导干扰的EMI模型，通过仿真软件预测电磁干扰的大小，若干扰超出规定限制就重新设计PCB板的布局，这样在硬件平台中的尝试性设计方法就转移到了软件平台中，但是在仿真软件的建模中，与实际电路存在一定误差，不能很精确地反映实际高频电路的性能。1．4EMI滤波器设计的研究现状EMI滤波器是抑制电磁干扰最有效的手段之一，已经被广泛应用。现有对EMI滤波器设计方法的的研究主要为以下方面：文献【23】最早提出了开关电源的电源线滤波器的设计，思路为首先测试开关电源的差模干扰和共模干扰，然后与EMI标准限制进行比较，得到差模和共模干扰应需要的衰减量，最后选择滤波器结构及参数。但是该方法的缺点是在对EMI滤波器进行设计的过程中，要根据所需要的衰减量进行预测分析，倘若没有达到预期效果，必须重复上述步骤对EMI滤波器进行重新设计，这样的设计过程会花费很多的时间。在后期的文献【241中提出了一种快速简洁的滤波器设计方法，在设计二阶滤波器的过程中一10—出最低的转角频率，是该方法指定滤波器的阶数为二阶，并且在设计过程中没有考虑噪声源阻抗和负载阻抗的影响，容易造成EMI滤波器设计不准确。阮≯=历1m。)文献【251提出的EMI滤波器设计方法可以根据一定的最优化标准，确定出滤波器的阶数、结构和元器件的参数，此种方法不需要固定滤波器的阶数。文献【26】在前人的工作上将EMI滤波器的设计总结为五个步骤：●分别测量差模和共模干扰源阻抗噪声源的阻抗与功率变流器的拓扑有关，可以根据干扰源阻抗测量方法得到其阻抗。●确定负载阻抗在传导干扰测试中，负载阻抗即为LISN的阻抗，在差模干扰的传播路径中，由于LISN上的两个50f2电阻串联，所以其差模阻抗为lOOf2，同理共模阻抗为25f1。●测量共模和差模噪声频谱并确定所需要的衰减量利用EMI测量接收机、LISN、频谱分析仪以及各种电压电流探头等测量仪器分别测量共模干扰和差模干扰，然后将所得到的噪声频谱与标准限值进行比较，最后利用式1．2确定共模和差模干扰分别需要的衰减量【271。其中A锄和‰分别为共模干扰和差模干扰所需要的衰减量，N锄和NdIIl表示测量得到的共模和差模干扰的大小，Limit为标准限值。由于传导EMI测试的结果是共模和差模干扰的和，因此所需要的衰减量应再加上6dB。Acm=Ncm(dB)-Limit(dB)+6(dB)Adm=Ndm(dB)-Limit(dB)+6(dB)(1．2)●选择滤波器的阶数、结构和元器件的参数按照EMI所需要的衰减量和20ndB／dec的衰减率(n为滤波器阶数得到最低的转角频率，根据公式1．1确定滤波器元器件的参数。·实验验证浙江大学硕士学位论文若滤波器的设计满足干扰抑制的要求，则设计过程结束；若加入滤波器后低频段仍然不能满足要求，则重新设计滤波器元器件的参数：若高频段不能满足要求，则是由滤波器的高频寄生参数和电磁耦合引起的。由于滤波器中电容的引线电感和电感绕组自电容等高频寄生参数和电磁耦合的存在，滤波器的高频性能往往比预期相差很多。在上述EMI滤波器设计方法中，EMI滤波器的有效滤波范围只在10MHz以内，而传导干扰要求的频率范围是在150KHz～30MI-Iz。文献[28】对EMI滤波器的高频特征进行了分析，建立了EMI滤波器的高频模型，指出高频寄生参数对EMI滤波器设计的影响很大，因此在设计EMI滤波器的同时要考虑寄生参数的影响。文献【29】利用双电流探头来测量开关电源噪声源阻抗，一个探头用来信号注入，另一个用作接收探头，通过预校正测量装置，可以满足30MHz内较高的精度，文献【30】详尽了对EMI滤波器进行高频建模并研究了它的寄生效应，在该论文中提出基于阻抗测量提取共模扼流圈高频模型参数的改进方法并分析了EMI滤波器内部的滤波电容器和电感器的近场耦合特征。除了对一般开关电源EMI滤波器的设计方法外，国内外工程师和科研学者还提出了针对某个电路的滤波器设计方案。文献【3l】针对逆变器提出一种有源滤波器可以抑制共模电流。文献【32】是利用尝试法来设计大功率的AC／DC变换器的EMI滤波器，首先考虑单级滤波器，若仍高于EMI的标准限制，再考虑二级滤波器直至采用多级滤波器结构，最终满足EMI的标准要求。文献【331在整流桥前接入X电容来抑制电磁干扰。文献‘341提出在BoostPFC的安全地线上加入滤波电感可以减小共模干扰，但是受到安规的限制，滤波电感的阻抗不能过大。从上述文献可以看出，虽然现有的开关电源EMI滤波器设计方法比较多，但是还要经过尝试一纠错一再尝试的过程，并且现有的多数EMI滤波器的设计方法其有效滤波范围只在10MHz以内，在高频率范围内不能满足EMI的标准要求，因此对现有的设计方法进行改善并且为EMI滤波器的设计提供新的思路是十分必要的。1．5论文研究主要内容本文首先从滤波器与主电路的近场耦合的角度研究了PCB元件布局对开关电源差模干扰的影响，然后定量评估了PCB地平面布局对开关电源共模干扰一12—浙江大学硕士学位论文的影响，最后设计了EMI仿真平台用以辅助EMI滤波器的设计。其主要内容及解决方案如下：·以带有C．L滤波器的BoostPFC电路(如图1．11)为研究对象，从整个滤波器、滤波器中的滤波电感和滤波电容三方面分析了该电路的滤波器与主电路、的近场耦合，进而通过改变滤波器与主电路的布局来测试不同情况下的电磁干扰，分析元件布局对差模干扰的影响。图1．1l带有C．L滤波器的Boost电路●从理论上分析元器件的寄生参数对共模干扰的影响，着重并深入分析主要干扰源对地电容对共模干扰的影响。●从减小主要干扰源对地电容的角度分析，考虑PCB板铺地对该电容的影响，以buck电路为例利用AnsoftQ3D软件计算不同的铺地方式的情况下主要干扰源对地电容的变化，定量研究，提出最佳铺地方式，以减小共模干扰。◆以flyback电路为例，如图1．12和1．13，建立不同结构的滤波器的高频模型，进而建立该电路的EMI仿真模型，基于matlab编程构建了EMI仿真平台，此平台用于辅助EMI滤波器的设计。一13一浙江大学硕士学位论文一————————————————————————————————————————————————一LN图1．12变压器副边接地的flyback电路+Vo图1．13变压器副边不接地的flyback电路一14一◆V0浙江大学硕士学位论文第2章PCB元器件布局对电磁干扰的影响本章以带有C—L型滤波器的功率因素校iE(BoostPFC)电路为例，从滤波器与主电路近场耦合的角度分析了PCB元器件的布局对电磁干扰的影响。2．1滤波器与主电路的杂散磁场耦合的分析图2．1表示带有C．L型滤波器的典型BoostPFC电路。图2．1带有C-L滤波器的Boost电路由D1．D4组成的桥式整流电路前接有C．L滤波器，对于功率变流器的主电路而言，电感L是磁场能量的主要来源，输入电容Cin为高频噪声提供了低阻抗回路。当功率变流器工作在断续状态时，续流二极管不能产生反向恢复电流，由开关器件M、二极管D、输出电容Cmn形成的回路的杂散场耦合可以忽略不计，主电路的敏感器件主要是输入电容Cin和电感L[361。由于在Boost电路中的滤波器和主电路的杂散磁场耦合比电场耦合对EMI的影响要大【35】【361，因此我们主要考虑该电路的杂散磁场耦合。图2．1中存在的近场耦合效应主要有以下几类：(1)差模滤波电容Cx与共模扼流圈之间的近场耦合；(2)变流器输入电容Cin与变流器电感L之间的近场耦合；(3)Cx与Cin之间的近场耦合：(4)Cx与L之问的近场耦合；(5)CiIl与共模扼流圈之间的近场耦合；(6)共模扼流圈与L之间的近场耦合。其中，(1)是EMI滤波器内部的耦合，(2)是变流器内部的耦合，(3)可看成一15—是7【型滤波器电容之间的耦合，(4)(5)(6)是EMI滤波器与变流器之间的耦合。现有的大部分文献对EMI近场耦合问题的研究主要集中在EMI滤波器内部近场耦合以及功率变流器内部近场耦合这两个方面，而较少涉及EMI滤波器与功率变流器之间的近场耦合效应【35。37】。本章节重点考虑EMI滤波器与变流器之间的耦合，即图2．1中的近场耦合(4)(5)和(6)。2．2元器件布局对电磁干扰的影响为了研究PCB元器件布局对电磁干扰的影响，在实验过程中将滤波器和主电路分别设计在两块不同的PCB板上，滤波器板上平行放置元件依次为Cx和共模扼流圈，主电路板依次放置整流桥、Cin和L、开关管和电解电容，两块板平行放置，且距离较近，图2．2表示滤波器和主电路及各个元件的位置关系。图2．2滤波器和主电路原始布局示意图为了考察滤波器与主电路的磁场耦合对EMI的影响，对原始布局作出改变，如图2．3所示，将滤波器和主电路间用50cm长的导线连接。此时滤波器和主电路足够远，它们之间的电感耦合可以忽略不计。一16一浙江大学硕士学位论文溅渡器杰电路图2．3滤波器和主电路用50era的导线连接两种情况下测试的差模干扰频谱分布如图2．4所示。图2．4表明，当增加滤波器与主电路的距离后，差模干扰明显比原始布局减小了很多，在一些频率处甚至减小了20．30dB。这是由于当滤波器与主电路的距离变大后，电路中仅存在差模电容Cx与共模扼流圈之间以及输入电容Cin与L之间的电感耦合，其它耦合可忽略不计，这样滤波器与主电路间的杂散磁场耦合减小，从而减小了差模干扰。d孙V图2．4改变滤波器和主电路距离后差模干扰的比较图2．5是原始布局和改变滤波器和主电路距离后共模干扰比较的示意图。一17一浙江大学硕士学位论文图2．5改变滤波器和主电路距离后共模干扰的比较从图2．5可以看出，改变滤波器与主电路的距离前后，共模干扰频谱的变化并不明显，这是因为共模干扰电流要经过大地形成环路，其环路面积很大，虽然滤波器与主电路的距离增大50cm，但对于共模干扰的环路阻抗的变化很小。这也说明该滤波器与主电路之间的杂散磁场耦合对共模干扰的影响较小，主要影响其差模干扰。由于差模干扰更容易受滤波器与主电路之间杂散磁场耦合的影响，所以有必要研究磁场耦合对差模干扰的频谱有着怎样的影响，进而明确PCB元器件的布局对EMI的影响。接下来分别从差模电容Cx与共模扼流圈两方面来分析该问题。为了分析Cx的杂散磁场耦合，将Cx在原始布局上远离共模扼流圈50cm，而保持共模扼流圈和主电路位置不变，如图2．6所示。此时电容Cx与共模扼流圈及主电路相距足够远，它们之间的磁场耦合可以忽略不计。一18一浙江大学硕士学位论文。⋯一一⋯一⋯一⋯一一一⋯r’一lll一一图2．6Cx放置50cm远的布局示意图两种情况下测试的差模干扰频谱如图2．7所示。飘V图2．7改变Cx位置后差模干扰的比较从图2．7可以看出，当Cx远离共模扼流圈50cm后，差模干扰的测试结果表明，低频EMI基本保持不变，而高频EMI有大幅度的降低。这说明Cx的磁场耦合对高频处的EMI有很大影响。为了考察共模扼流圈的杂散磁场耦合，按照图2．8所示的示意图，将滤波器垂直摆放。在原始的布局中共模扼流圈与主电路电感L的耦合磁通相对较大，而在图2．8中将滤波器的位置垂直摆放后，共模扼流圈与L的耦合磁通减小。一19一浙江大学硕士学位论文图2．8滤波器与主电路垂直布局示意图两种情况的差模干扰频谱测试对比如图2．9所示。图2．9改变滤波器与主电路相对位置后差模干扰的比较从图2．9可知，当滤波器与主电路垂直放置时，低频处差模干扰比二者平行放置要大幅降低，而高频EMI基本保持不变。考虑到改变二者相对位置后，一20—的磁场耦合对低频EMI有很大影响。2．3本章小结路电感耦合变化扼流圈与主电路本章从滤波器与主电路之间的近场耦合的角度研究了PCB元器件布局对电磁干扰的影响，以带有C．L滤波器的BoostPFC电路为例，通过对EMI频谱的测量及比较，分析得到滤波器与主电路之间的近场耦合主要影响功率变流器的差模干扰，而对共模干扰影响较小。进一步的实验发现，滤波器中X电容的杂散磁场耦合影响高频处的差模干扰，而共模扼流圈与主电路的电感耦合则影响低频处的差模干扰。这些结论可以为PCB元器件布局提供理论的指导：在考虑PCB上元器件的放置时，要尽可能减小滤波器与主电路之间的距离；若差模干扰的低频处超过标准限值，可以考虑通过减小共模扼流圈与主电路的近场耦合来使EMl测量结果达标；若电路的差模干扰的高频处过大，可以通过减小X电容的杂散磁场耦合来减小差模干扰的高频段。一21—浙江大学硕士学位论文第3章PCB地平面设计对共模干扰的影响3．1功率变流器的共模干扰模型为了研究PCB地铺地对开关电源共模干扰的影响，本章以buck电路为例，建立了共模干扰模型，如图3．1。R图3．1buck电路共模干扰模型图中Node1与开关管S、二极管D和电感L相连，因此该节点在开关工作在高频状态时具有很高的dv／dt，我们称其为动态节点1，Node2表示该电路的功率地，即通常我们常说的GND。电容Cp表示Node1和Node2之间的寄生电容，CcM是Node1与大地之间的寄生电容，同样CBl、CB2和CoND分别表示相应的节点与大地之间的寄生电容。在本章中，我们仅考虑这些寄生电容对共模干扰的影响，其它的寄生参数忽略不计。我们可以将上述buck电路共模干扰模型简化为图3．2【38】。图3．2(a)qaVds表示开关管产生的噪声电压。其中C占=C∞+C口，+C占：(3．1)在图3．2(b)中，一22一(3．2)(3．3)占，一vC五c．一圯巳一巳叫．打巴玩=JI掣州C几浙江大学硕士学位论文V(a>：25QlIIN佟’根据图3．2(b)，buck电路的共模干扰电流为乙=瓦VFequ(3．4)Z跏2瓦iFV一，其中亿=瓦1(3·5)由于C∞。是电路的各节点与大地之间的寄生电容之和，这些寄生电容很小(均在PF级)，其Cequ的阻抗远大于25Q，因此可以得到：如≈监：玩·弘巳(3．6)Zz伽≈—c工．。∥凼·．，缈Co。J‘。’根据公式(3．6)可以得到通过LISN上的共模干扰电压：％=25·玩·问C0(3．7)从公式(3．7)可以看出，共模干扰的电压大小与噪声源电压Vds和Node1与大地之间的电容大小CcM有关，因此要想减小共模干扰就可以通过减小CcM来实现。根据上述分析，共模干扰的大小主要与动态节点和大地之间的寄生电容有关，利用这个观点我们可以分析其它电路拓扑的共模干扰模型，图3．3表示boost电路的共模干扰模型。同样地，N1表示电路的动态节点，N2是电路的功率地，C1．C4分别表示各节点与大地之间的寄生电容，C5是N1与N2之间的寄生电容，在这些寄生电容中，C3是动态节点N1与大地之间的电容，等同于图3．1中的CcM，因此减小C3的大小可以减小该电路的共模干扰。一23一Q5，‘，；；__-I浙江大学硕士学位论文图3．3boost电路共模干扰模型3．2PCB铺地对共模干扰的屏蔽机理R通过上述对共模干扰模型的分析，我们知道可以通过减小动态节点对大地的寄生电容来减小共模干扰的大小，接下来理论研究PCB铺GND的大小对该寄生电容的影响。以电磁场多导体系统理论【39】为依据，图3．4表示三个导体的系统，其中导体0表示大地，导体1和导体2表示该空间距离较近的两个导体，电容Clo和C20分别表示导体1和2与大地之间的电容，称为导体1和导体2的自电容，电容C12是导体1和导体2之间的互电容。图3．4三个导体系统示意图若要使C12增大，可以通过减小导体1和2的之间的距离来实现，还可以在二者之间插入介电常数更高的绝缘物体，这样从导体1到导体2的磁通增加，同时导体1和导体2分别与大地之间的磁通减少，致使Clo和C20减小。在该研究内容中，并没有推导出C12和Clo、C20之间的函数关系，仅得到了它们的定一24—浙江大学硕士学位论文性关系，C12增大，Clo和C20减小，反之亦然。上述理论同样适用于对共模干扰模型的研究，图3．3中的导体1表示电路中的动态节点，即图3．1中的Nodel和图3．3中的N1，导体2表示电路中的功率地，即图3．1中的Node2和图3．3中的N2，导体0即为大地，C10、C20和C12分别对应图3．1中的CCM、CGND和CP。根据先前的分析，可以知道增加CP的大小可以减小CCM，进而减小共模干扰。3．3不同地平面设计屏蔽效果的仿真本节利用AnsoftQ3D软件仿真PCB板不同的铺地情况，得到了各种情况下自电容和互电容的数值大小以及二者的关系，目的是研究PCB铺地情况对共模干扰的影响。为了研究PCB铺地面积对共模干扰的影响，在Q3D软件环境下建立的动态节点和PCB铺地的模型，如图3．5。在该组实验中，动态节点在PCB板的正中央，且位置和大小均不变，其大小为20mm*20mm，PCB板的介电层(基材)的尺寸为63mm*63mm*1．5mm。在图3．5(a)中，PCB板仅有上表面铺铜(GND)且包围动态节点，GND的内边缘与动态节点且的外边缘相距lmm，铺铜的形状均为正方形(其厚度忽略不计)，面积由4ram2逐渐增大到32mm2。在图3．5(b)中，PCB板仅有下表面铺铜且在动态节点的正下方，形状仍为正方形，面积同样由4玎衄2逐渐增大到32mm2。在图3．5(c)中，PCB板的上下表面均铺铜，上表面铺铜将动态节点包围，二者仍相距lmm，改变上表面铺铜的面积，范围是4mm2～32mm2，但下表面铺铜的面积固定为4mm2。一25—体j图3．5动态节点与PCB铺地的模型(铺地面积发生改变)(a)．PCB板上表面铺地，改变其铺铜面积的大小(b)．PCB板下表面铺地，改变其铺铜面积的大小(c)．PCB板上下表面均铺地，下表面铺铜面积不变，仅改变上表面铺铜面积的大小为了研究PCB铺地的位置对共模干扰的影响，做了第二组实验，实验内容即改变PCB的铺铜位置并建立了动态节点和PCB铺地的模型，如图3．6。在第二组实验中，动态节点和PCB板介电层的位置和大小均与第一组实验相同。图3．6(a)中，仅有PCB板的上表面铺铜且包围动态节点，铺铜面积为4ram2，大小不变，现使其形状发生变化，使铜的内边缘与动态节点的外边缘距离变化范围为lmm～18mm。图3．6(b)中，PCB板仅有下表面铺铜，其面积固定为4mm2，但铜的位置不断变化，由其中心与动态节点中心相对变化到二者相距18mm。一26—浙江大学硕士学位论文图3．6动态节点与动态节点与PCB铺地的模型(铺地面积发生改变)(a)．PCB板上表面铺地，改变铜与动态节点的相对位置(b)．PCB板下表面铺地，改变铜与动态节点的相对位置现利用AnsoftQ3D软件分别仿真两组实验中PCB板上两导体的自电容和互电容，并比较大小同时分析二者的关系。图3．7和图3．8分别是图3．5和图3．6模型的Clo与C12的大小关系对比图，其中Clo表示动态节点与大地之间的电容，即动态节点的自电容，C12表示动态节点与铺铜(GND)之间的电容，即二者之间的互电容。在图3．7(a)中，随着PCB板上表面铺铜面积从4ram2渐增大到32mm2，互电容C12从3．03pF增大到3．16pF，同时自电容Clo从0．3lpF减小至O．15pF。在图3．7(b)中，PCB板下表面铺铜面积变化范围为4mm2～32衄2，互电容从11．05pF增大到12．42pF，自电容Cio从0．5pF减小至0．08pF。在图3．7(c)中，PCB下表面铺铜面积不变，其上表面铺铜面积也从4mm2逐渐增大到32mm2，随之变化地，互电容C12从12．43pF增大到12．63pF，同时自电容Cio从0．15pF减小至0．05pF。一27—浙江大学硕士学位论文J_～‰厶≮一o《耐谣积l铷2》《b》心荔J～荡％《e》图3．7与图3．14对应的Clo与C12的大小关系对比图(a)．与图3．5(a)对应(b)．与图3．5Co)对应(c)．与图3．5(c)对应C茬√^奄tn謦●^‘口吃在图3．8(a)中，PCB板上表面铺地面积不变，但其与动态节点的距离从Imm逐渐增大到18ram，在该变化过程中，C12从3．03pF减小到0．80pF，反之，Cio从0．31pF增大到0．44pF。在图3．8(b)eP，PCB板下表面铺铜面积不变，但铜的--28·-—-浙江大学硕士学位论文位置由其中心与动态节点中心相对变化N-者相距18ram，随之发生变化地，C12从11．05pF减小到2．27pF，反之，Clo从0．5pF增大到0．67pF。o么’_翟o，‰‰氛自-_，鬈。鞭藉《ram)《b》图3．8与图3．15对应的CIo与C12的大小关系对比图(a)．与图3．6(a)对应(b)．与图3．6(b)对应3．4仿真结果分析凡荔●R≈嘞利用AnsoftQ3D软件还可以仿真出在PCB板没有铺GND的情况下动态节点的自电容，经过仿真计算得到在该种情况下其Clo为1．01pF，通过与上述PCB板铺地情况比较，PCB板不铺铜的情况其动态节点的自电容最大。根据前述的仿真实验，可以将PCB板铺GND的屏蔽效果总结为以下几点：●若PCB板铺GND，其动态节点的自电容减小。·若PCB板仅上方铺铜，保持动态节点的外边缘与铺铜的内边缘距离不变，增一29—浙江大学硕士学位论文加铺铜的面积可以增加动态节点与GND的互电容C12，同时动态节点的自电容C]o减小。当PCB板仅下方铺铜时，增大其面积，C12和Clo与仅上方铺铜时有着相同的变化趋势。·若PCB板仅上方铺铜，保持其面积不变，增大动态节点外边缘与铺铜内边缘的距离，此时，动态节点与GND的互电容C12减小，反之动态节点的自电容Clo增大。·在相同的PCB板上，不论改变PCB板的铺铜面积大小和位置，若C12增大，则Clo减小，反之若C12减小，则Clo增大。3．5实验验证及结论为了更准确地研究PCB板铺铜对共模干扰的影响，在该章节中，仍以buck电路为例，对其进行实验研究。实验电路的开关频率为130kHz，其输入电压为12V，输出电压为5V。buck电路的PCB板为双层板，其上表面和下表面通过过孔相连。按照PCB板不同的铺地情况进行四组实验，图3．9表示上表面铺地的两种情况，图3．9(a)指上表面的动态节点周围没有铺铜，而图3．9(b)中动态节点周围铺满GND。图3．10表示下表面铺地的两种情况，图3．10(a)指PCB板的下表面没有铺地，而图3．10(b)中下表面空白的位置全部铺铜。●●●◆耢荔攀艨jjo撕彻图3．9PCB板上表面铺地情况(a)上表面未铺地(b)动态节点的周围上表面的空白处均铺地一30一囊穗麓罐嗪霆霪秀◆浙江大学硕士学位论文●龋鼢0磁燃貔塑憋；溯徽燃燃●lbl图3．10PCB板‘F表面铺地情况(a)下表面未铺地(b)下表面的空白处均铺地根据上述两种上表面和两种下表面的铺地方式，可以得到buck电路PCB板的四种不同的情况，其中模型1的上下表面的平面图如图3．9(a)和图3．10(a)，模型2的上下表面平面图为图3．9(b)和图3．10(a)，模型3上下表面的平面图分别为图3．9(a)和图3．10(b)，模型4则分别为图3．9(b)和图3．10(b)。在前面已经介绍到，CP表示动态节点与大地之间的电容，CCM表示动态节点与铺GND之间的电容，利用ansoftQ3D软件同样可以得到上述四种情形的CP和CCM的大小，如表3．I。表3．1动态节点自电容和与GND之间互电容的大小模型1模型2模型3模型4Cp1．24pF3．21pF12．24pF12．48pFCCM0．46pF0．15pF0．12pF0．11pF为了区分上述四种模型中的CP和CCM，现将其分别称为CPl"-Cp4和CCMI"CcM4，通过实验可以得出结论：一一●模型l中PCB板上表面铺地面积比模型2中铺地面积小，其实验结果Cpl<Cp：，同时CcMl>Ccm。●模型l中PCB板下表面铺地面积比模型3中铺地面积小，其实验结果Cm<Cp3，同时CCMI>CCM3。●模型2中PCB板下表面铺地面积比模型4中铺地面积小，其实验结果一3l一．一。，．．瓣_，。一i一¨一洚一_浙江大学硕士学位论文Cp2<Cp4，同时CCM2>CCM4。·模型3中PCB板上表面铺地面积比模型4中铺地面积小，其实验结果CI,3<Cp4，同时CCM3>CcM4。该章节前面详细介绍了动态节点的自电容和与GND之间互电容的关系，现利用LISN、EMI接收机等仪器测量上述四种模型的共模干扰的频谱，测量频率范围为150kHz～30MHz。其测量结果和共模干扰大小对比图如图3．11。从图3．1l(a)和(b)可以看出，模型2和3比模型l的共模干扰小很多，前面得到CCMl比CCM2和CcM3大的较多。图3．1l(c)q丁，模型2只比模型4的共模干扰大几个dB，同时之前得到Ccm的大小为0．15pF，而CcM4为0．1lpF，Ccm比CcM4大的不是很多。图3．1l(d)中，模型3和模型4的共模干扰大小几乎相同，二者的频谱几乎重叠，在高频处模型3的共模干扰较模型4的略大，而CCM3比CcM4只大一点，二者几乎相同。此外，从图3．1l(a)和(b)还可以看出模型2比模型3的共模干扰要大，同时CCM3<CcM2，图(a)和(c)可以看出模型1比模型4的共模干扰大很多，同时成立的有，CCMl较Ccu4大很多。图3．11四种模型共模干扰大小的比较通过上述的实验可以推断：要想减小功率变流器的共模干扰，可以对PCB--32·-—·浙江大学硕士学位论文板铺地，同时仿真和实验共同验证了动态节点与GND的互电容越大，动态节点的自电容越小，功率变流器的共模干扰越小。3．6本章小结本章节以buck电路为研究对象定量评估了PCB板铺地对功率变流器共模干扰的影响，对铺地的屏蔽机理进行研究，指出减小共模干扰主要目标是减小动态节点与大地之间的自电容，该电容与动态节点和GND之间的互电容有一定的关系，通过AnsoftQ3D软件的仿真，得到动态节点与GND的互电容越大，动态节点的自电容越小。通过实验验证得出，该互电容越大，其共模干扰越小。上述结论和屏蔽机理同样适用于其他电路拓扑，如boost电路、flyback和forward电路。一33—浙江大学硕士学位论文第4章EMI滤波器仿真平台的设计现有对EMI滤波器的设计方法多数都要经过尝试一纠错一再尝试的过程，工程师在设计EMI滤波器的过程中，若设计的滤波器能使EMI减小到标准限值以下，则设计滤波器结束；若加入滤波器后EMI仍超过标准限值，则需要重新选择滤波器结构及元器件的参数，将原有的元器件从PCB板上拆下并换上新的元器件，再进行EMI测试，这样在硬件上更换元器件消耗了大量的时间，延长了生产周期。本章节针对现有EMI滤波器设计方法的缺点基于matlab设计了EMI滤波器仿真平台，利用该平台，工程师不需要在PCB板上更换元器件，只需要在平台中选择所需的EMI滤波器的结构及元器件参数，通过平台的仿真和计算就可以得到开关电源的差模干扰和共模干扰。4．1电路仿真模型为了设计EMI滤波器仿真平台，本章节以输出电压12V、输出电流3A的flyback电路为例，建立了该电路的高频模型。图4．1表示妇yback电路的主要噪声源和耦合途径，其中共模干扰的主要噪声源包括MOS管产生的Vds以及二极管产生的Vdio，Pathl-Path5表示该电路的共模干扰耦合路径(401，在这五个耦合路径中，Path2比Pathl产生的共模干扰要大，同时Path3除在14Hz左右产生很大的干扰外，其它频率处共模干扰很小，若MOS管被屏蔽，Pathl就不会产生共模干扰，此外Path4和Path5没有经过LISN，这两条通道产生的共模干扰可以忽略不计，由于Path2和Path3产生的共模干扰电流恰好相反，这样Path3可以中和一部分Path2产生的干扰，因此为了简化仿真模型，本论文在研究共模干扰时仅考虑MOS管产生的U这一个噪声源，其EMI仿真结果仅比同时考虑Vds和Vdio高一点，准确度在可以接受的范围。在研究差模干扰时，由于变压器的高频模型比较复杂，随着频率的升高，其模型不断地变化，因此，将id看做差模干扰的主要干扰源，其耦合途径为主要为Path6和Path7。一34—浙江大学硕士学位论文图4．1flyback电路主要噪声源和耦合路径在研究过程中，由于flyback电路中变压器的副边是否接地其模型是有区别的，因此两种情况将分开考虑，其电路图如图4．2和图4．3所示。LNGLN图4．2变压器副边接地的flybaek电路图4．3变压器副边不接地的flyback电路一35—浙江大学硕士学位论文上述的两个图形中，中间虚线框中的filter就是用户需要设计的滤波器结构，在该平台中主要包括C型、L型、CL型、LC型、CLC型、LCL型、CLCL型、LCLC型等，下面以CLC型滤波器为例(图4．4)，介绍滤波器的建模过程。L图4．4CLC型滤波器对EMI滤波器进行高频建模主要工作是提取其元器件的高频寄生参数和考虑它们之间的近场耦合，对滤波器元器件的高频建模主要考虑C和L的建模，其模型比较简单并且相对准确，其模型图分别如图4．5和图4．6，电容的高频模型即R-L．C串联的形式，电感的高频模型即R．L．C并联的形式。ESCESLESR一卜∥”、叫讥一图4．5电容高频模型EPLrYYY1EPCIl11人人人．EPl‘图4．6电感高频模型通过图4．5和图4．6可以很容易得到电容和电感的高频阻抗，如式(4．1)和(4．2)。乙=ESR+／。彩·ESL+—j．—co．1_ES—C(4．1)zL=EPR|11心EPL||涮1媾∞上述的高频参数都可以通过阻抗分析仪测量得到，但是近场耦合很难通过一36—浙江大学硕士学位论文实验得到，因此在滤波器建模的过程中仅考虑高频寄生参数而未考虑它们之间的近场耦合，故CLC型滤波器的高频模型如图4．7所示。EPLYYYEPCIl4．1．1共模干扰电路模型图4．7CL