电动车锂电池充电器设计

摘 要 电动自行车是绿色节能的交通工具，在节能环保的发展进程中电动自行车满足了消费者出行半径增大的需求。 另外，电动车电瓶采用锂电池越来越多。利用开关电源实现对锂电池高效率充电是目前的发展趋势。本设计通过认真调查锂电池充电注意事项，电动车用锂电池充电过程和充电曲线，综合运用了反激式开关电源技术，对电动车用锂电池充电器做了具体设计。 电路主要包括整流滤波电路、功率变换电路、稳压电路、恒流电路，充电指示电路，实现对锂电池分四个阶段高效率安全充电。充电过程分微弱电流调节充电阶段，恒流充电阶段，恒压充电。主电源部分采用线性光耦改变电流型PWM控制集成芯片UC3842中误差放大器的输入误差电压，实现稳压充电。恒流电路实现对锂电池恒流充电。电路设计满足客户要求，成本低廉。 关键词：反激式开关电源；锂电池充电器；UC3842；恒流充电 Abstract Electric bike is a green energy-saving means of transport, energy-saving environmental protection in the process of development of electric bike to meet the consumer demand for travel radius. In addition, the electric bike battery using lithium batteries is increasing. Use of switching power supply to achieve high efficiency on the lithium battery charge is the current trend.The rechargeable lithium battery design through careful investigation note, lithium batteries for electric vehicle charging process and charge curves of the integrated use of a flyback switching power supply technology, lithium battery charger for electric vehicles to do a specific design. Circuit includes a rectifier filter circuit, power converter, voltage regulator circuit, the current circuit, the charging indicator circuit, charging in four phases of the lithium batteries safely and efficiently. Charging process comprises weak charge current regulation phase, constant current charging phase, constant voltage charging. The main power to change the input error voltage of the error amplifier in Current-mode PWM control IC UC3842 to achieve voltage regulation. Constant current circuit of the constant current charging lithium batteries. Circuit design meet customer requirements, and low cost. Keywords: flyback switching power supply; lithium battery charger; UC3842; constant current charging 目 录 I摘 要 IIAbstract 11 绪论 11.1 电动车的发展概况 11.2 锂电池简述 21.3开关电源的产生与发展 31.4 设计目的和要求 31.5 主要设计内容 42 开关电源概述 42.1 隔离式高频开关电源 52.2 本设计所用术语 52.3 开关电源与线性电源 62.4 开关电源能量损耗和寿命 72.5 开关电源分类 83 反激式开关电源 83.1 反激式开关电源原理 113.2 主要器件简介 113.2.1 UC3842芯片简介 153.2.2 TL431简介 163.2.3 PC817光耦简介 163.3 UC3842常用的电压反馈电路 163.3.1 输出电压直接分压作为误差放大器的输入 183.3.2 辅助电源输出电压分压作为误差放大器的输入 193.3.3 采用线性光耦改变误差放大器的输入误差电压 214 总体设计 214.1电路组成 224.2系统实现功能 235 主电源部分设计 235.1 输入电路 235.1.1 输入浪涌电流保护 245.1.2 输入尖峰电压保护 255.2 输入滤波电路 255.2.1 差模干扰和共模干扰概念 255.2.2 滤除干扰信号 265.3 变压器设计 265.3.1变压器功能 265.3.2磁芯饱和问 题 快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题 285.3.3 变压器设计步骤 325.4 RCD箝位电路设计 325.4.1 RCD箝位电路意义 335.4.2 RCD箝位电路设计步骤 345.5开关管选择 345.6输出滤波器 356控制电路设计 356.1低电流调节控制电路 366.2恒流电路 376.3充电指示电路 38总结 39致谢 40参考文献 41附录1 本设计电路原理图 42附录2 本设计PCB图 1 绪论 1.1 电动车的发展概况 电动自行车是绿色节能的交通工具，在城市化发展的进程中电动自行车满足了消费者出行半径增大的需求。经过15年的快速发展，电动自行车产业已经进入了成熟期，产品的质量不断提高，技术创新成果普遍应用。中国已成为全球电动自行车的制造、消费大国，目前中国市场年产销量超过2000万辆，整个产业链的经济规模达到1000亿以上，从业人员近500万人。整车企业1000余家、6000余家相关联配套企业、100000家经销商、市场保有量达 1.2亿辆，电动自行车成为中国一个重要的产业，也是中国老百姓主要的交通工具。目前平均每四户居民家庭中就有一辆电动自行车，电动自行车已经成为城乡人民生活中的一种重要的消费品。2009年以来，面对世界金融危机的挑战，电动自行车产业依然保持了平稳发展。中国自行车协会助力车专业委员会的统计，50家主要生产电动自行车的企业，1-8月份累计总产量为656万辆，同比增长13%。另外，根据国家统计局的统计，1-8月份行业规模以上企业电动自行车产量累计生产为445.5万辆，同比增长8.7%。两个不同口径的统计数字均说明，电动车的发展前景可期。 1.2 锂电池简述 锂电池是一类由锂金属或锂合金为负极材料、使用非水电解质溶液的电池。最早出现的锂电池来自于伟大的发明家爱迪生，使用以下反应：Li+MnO2=LiMnO2该反应为氧化还原反应，放电。由于锂金属的化学特性非常活泼，使得锂金属的加工、保存、使用，对环境要求非常高，所以锂电池长期没有得到应用。现在锂电池已经成为了主流。 随着数码产品如手机、笔记本电脑等产品的广泛使用，锂离子电池以优异的性能在这类产品中得到广泛应用，并在近年逐步向其他产品应用领域发展。1998年，天津电源研究所开始商业化生产锂离子电池。习惯上人们把锂离子电池也称为锂电池，现在锂离子电池已经成为了主流。 锂离子电池主要优点表现在： ⑴比能量高。具有高储存能量密度，目前已达到460-600Wh/kg，是铅酸电池的约6-7倍； ⑵使用寿命长，使用寿命可达到6年以上，磷酸亚铁锂为正极的电池用1CDOD充放，有可以使用10,000次的记录； ⑶额定电压高（单体工作电压为3.7V或3.2V），约等于3只镍镉或镍氢充电电池的串联电压，便于组成电池电源组； ⑷具备高功率承受力，其中电动汽车用的磷酸亚铁锂锂离子电池可以达到15-30C充放电的能力，便于高强度的启动加速； ⑸自放电率很低，这是该电池最突出的优越性之一； ⑹重量轻，相同体积下重量约为铅酸产品的1/5； ⑺高低温适应型强，可以在-20℃--60℃的环境下使用，经过工艺上的处理，可以在-45℃环境下使用； ⑻绿色环保，不论生产、使用和报废，都不含有、也不产生任何铅、汞、镉等有毒有害重金属元素和物质； ⑼生产基本不消耗水，对缺水的我国来说，十分有利。 锂电池的缺点： ⑴锂原电池均存在安全性差，有发生爆炸的危险； ⑵钴酸锂的锂离子电池不能大电流放电，安全性较差； ⑶锂离子电池均需保护线路，防止电池被过充过放电； ⑷生产要求条件高，成本高。 锂电池广泛应用于水力、火力、风力和太阳能电站等储能电源系统，邮电通讯的不间断电源，以及电动工具、电动自行车、电动摩托车、电动汽车、军事装备、航空航天等多个领域。随着能源的紧缺和世界的环保方面的压力，锂电现在被广泛应用于电动车行业，特别是磷酸铁锂材料电池的出现，更推动了锂电池产业的发展和应用。 1.3开关电源的产生与发展 随着大规模和超大规模集成电路的快速发展，特别是微处理器和半导体存储器的开发利用，孕育了电子系统的新一代产品。显然，那种体积大而笨重的使用工频变压器的线性调节稳压电源已经过时。取而代之的是小型化、重量轻、效率高的隔离式开关电源。 隔离式开关电源的核心是一种高频电源变换电路。它使交流电源高效率地产生一路或多路经调整的稳定直流电压。 早在70年代，随着电子技术的不断发展，集成化的开关电源就已被广泛地应用于电子计算机、彩色电视机、卫星通信设备、程控交换机、精密仪表等电子设备。这是由于开关电源能够满足现代电子设备对多种电压和电流的需求。 随着半导体技术的高度发展，高反压快速开关晶体管使无工频变压器的开关电源迅速实用化。而半导体集成电路技术的迅速发展又为开关电源控制电路的集成化奠定了基础，适应各类开关电源控制要求的集成开关稳压器应运而生，其功能不断完善，集成化水平也不断提高，外接元件越来越少，使得开关电源的设计、生产和调整工作日益简化，成本也不断下降。目前己形成了各类功能完善的集成开关稳压器系列。近年来高反压MOS大功率管的迅速发展，又将开关电源的工作频率从20kHz提高到150-200kHz，其结果是使整个开关电源的体积更小，重量更轻，效率更高。开关电源的性能价格比达到了前所未有的水平，使它在与线性电源的竞争中具有先导之势。当然开关电源能被工业所接受，首先是它在体积、重量和效率上的优势。在70年代后期，功率在100w以上的开关电源是有竞争力的。到1980年，功率在50w以上就具有竞争力了。随着开关电源性能的改善，到80年代后期，电子设备的消耗功率在20W以上，就要考虑使用开关电源了。过去，开关电源在小功率范围内成本较高，但进入90年代后，其成本下降非常显著‘当然这包括了功率元件，控制元件和磁性元件成本的大幅度下降。此外，能源成本的提高也是促进开关电源发展的因素之一[1]。 1.4 设计目的和要求 作为企业，为了赢得电动车电器配套市场，组织设计电动车用锂电池充电器。本充电器设计要实现对电动车用锂电池高性能地充电。通过认真调查锂电池充电注意事项，电动车用锂电池充电过程和各个参数，制作出电动车锂电池充电器。 1.5 主要设计内容 根据调研电动车用锂电池充电曲线，设计本充电器电路实现对锂电池分四个阶段充电，实现充电器对电池高效率安全充电。充电过程分微弱电流调节充电阶段，恒流充电阶段一，恒流充电阶段二，恒压充电。本充电器电路采用反激式开关电源技术通过电路控制实现了上述过程。当拿一个很亏的锂电池接上电路后就要经历这四个阶段。为了保护过分放电的电池首先是微弱电流充电，冲到一定程度后以小电流恒流充电，然后以大电流恒流充电，最后恒压充电到截止。本设计详细描述如下：当接上的锂电池电压低于3.3V时，首先充电器要以微弱的电路充电到3.3V。达到3.3V后开始以400mA的小电流充电到5V。然后就以4.12A的电流恒流充电。当锂电池两端电压的升高逐渐接近开关电源的输出电压，恒流电路被破坏，电压反馈稳压阶段开始。 2 开关电源概述 2.1 隔离式高频开关电源 隔离式开关电源的变换器具有多种形式。主要分为半桥式、全桥式、推挽式、单端反激式、单端正激式等等。在设计电源时，设计者采取那种变换器电路形式，主要根据成本、要达到的性能指标等因素来决定。各种形式的电源电路的基本功能块是相同的，只是完成这些功能的技术手段有所不同。隔离式高频开关电源电路的共同特点就是具有高频变压器，直流稳压是从变压器次级绕组约脉冲电压整流滤波而来。开关电源的基本方框如图2-1所示。 交流输入线路电压来自电网，首先要经过整流、滤波电路变成含有一定脉动电压成分的直流电压，然后进入高频变换部分。高频变换部分的核心是有一个高频功率开关元件，比如开关晶体管、场效应管等元件，高频变换部分产生高频高压方波，所得到的高压方波送给高频隔离降压变压器的初级，在变压器的次级感应出的电压被整流、滤波后就产生了低压直流。为了调节输出电压，使得在输入交流和输出负载发生变化时，输出电压能保持稳定，采用脉冲宽度调制电路和脉冲频率调制电路，通过对输出电压采样，并把采样的结果反馈给控制电路，控制电路把它与基准电压进行比较，根据比较结果来控制高频功率开关元件的开关时间比例(占空比)，达到调整输出电压的目的。 在方波的上升沿和下降沿。有很多高次谐波，如果这些高次谐波反馈到输入交流线，就会对其它电子设备产生干扰。因此，在交流输入端，必须要设置滤波器，把高频干扰减少到可接收的范围。 此外，为了使整个电路安全可靠地工作，还要设计辅助电路，主要包括过压、过流保护电路等。 2.2 本设计所用术语 下面列出一些常用的开关电源术语，并给出解释，以备参考。 效率：电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载，输入交流电压为 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 值。 ESR：等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总合。一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好。 隔离式开关电源：一般指高频开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流和滤波，不使用低频隔离变压器。 软启动：在系统启动时，一种驱动波形从零到正常占空比的 方法 快递客服问题件处理详细方法山木方法pdf计算方法pdf华与华方法下载八字理论方法下载 。 占空比：在高频开关电源中，开关元件的导通时间和变换器的工作周期之比。 低电流调节充电：如果锂电池电压低于设定的电压值,充电周期首先进行低电流充电,当电池电压低于一定值时就要进入低电流充电阶段。 恒流充电：只要锂电池电压高于设定电压值,充电周期进入恒流充电,以一定的电流给电池充电。 恒压充电：当电池在充电过程中,电池电压达到设定值时,充电周期进入恒压充电。在恒压充电中,电压不变,电流由最大值慢慢减少,当电流减少到设定值时,电池即充满。 2.3 开关电源与线性电源 线性电源稳压器的调整管工作在放大状态，因而发热量大，效率低（35%左右），需要加体积庞大的散热片，而且还需要同样也是大体积的工频变压器，当要制作多组电压输出时变压器会更庞大。 开关电源的调整管工作在饱和截至状态，因而发热量小，效率高（75％以上）而且省掉了大体积的变压器。但开关电源输出的直流上面会叠加较大的纹波，在输出端并接稳压二极管可以改善，另外由于开关管工作是会产生很大的尖峰脉冲干扰，也需要在电路中串连磁珠加以改善。相对而言线性电源就没有以上缺陷，它的纹波可以做到5mV以下。 对于电源效率和安装体积有要求的地方用开关电源为佳，对于电磁干扰和电源纯净性有要求的地方（例如电容漏电检测）多选用线性电源。另外开关电源中用到的高频变压器绕制起来比较麻烦。 开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义[2]。 开关电源具备三个条件： ⑴开关：电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态。 ⑵高频：电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频。 ⑶直流：开关电源输出的是直流而不是交流。 2.4 开关电源能量损耗和寿命 降低损耗，遏制温升，提高效率，延长寿命开关电源内部的损耗主要分四个方面：⑴开关损耗 如功率开关，驱动； ⑵导通损耗 如输出整流器，电解电容中电阻损耗； ⑶附加损耗 如控制IC，反馈电路，启动电路，驱动电路； ⑷电阻损耗 如预加负载等；在反激式开关电源中，功率开关和驱动以及输出整流部分占损耗的90％多，磁性元件占5％，其它占5％； 损耗直接影响效率，更影响电源的稳定性和工作寿命。 损耗都以发热而表现出来，晶体管和电容和磁性元件都对温度很敏感。下面列举的是温度对器件的影响： ⑴温度每升高10℃，电解电容的寿命就会减半； ⑵在高温和反向电压接近额定值时，肖特基二极管的漏电很严重，就像阴阳极通路一样； ⑶通用磁性材料，从25℃到100℃饱和磁感应强度下降30％左右；在这里，磁性材料的损耗虽然说占比例很小但是它对整个开关电源的影响非常大。比如在正常工作时，设计的最大磁通密度偏大，由于温升的原因将使饱和磁感应强度下降，再加上反馈回路的延迟效应而使导通时间加长，极易使磁芯饱和，瞬间开关管损坏。在此设计时，最好保证铜耗接近于磁耗，初级绕组的铜耗接近于次级绕组的铜耗以达到最优化的设计防止磁芯过渡温升； ⑷MOSFET管，每升高25℃，栅极阀值电压下降5％。MOSFET管的最大节点温度时150℃，节点温度的理想值为105℃，最高不要超过125℃。Rds随温度的升高而增大。 所以，在设计时尽可能降低元件本身损耗而造成的温升，也要注意远离热源，不因外界原因而造成温升，更要优化设计减小损耗，提高效率，延长元器件及整个电源的工作寿命。 2.5 开关电源分类 按开关管与负载的连接方式分类，开关电源可分为串联型、并联型和变压器耦合型3种类型。按开关器件的激励方式，可分为自激式和他激式开关电源。按调制方式分可分脉冲宽度调制式和脉冲频率调制式开关稳压电源和PWM和PFM的混合方式。按开关管的连接和工作方式分类，开关稳压电源可分为单端式、推挽式、半桥式和全桥式4种。 3 反激式开关电源 3.1 反激式开关电源原理 单端反激式变换器又称电感储能式变换器，工作原理如图3-l所示，当开关管S1被PWM脉冲激励而导通时，次级整流二极管D1截止，输出电容C给负载供电。直流输入电压施加到高频变压器T的原边绕组上，此时NP相当于一个纯电感，流过NP的电流线性上升，电源能量以磁能形式存储在电感中：当开关管S1截止时，由于电感电流不能突变，原边绕组两端电压极性反向，副边绕组上的电压极性颠倒使D1导通，原边储存的能量传送到副边，提供负载电流，同时给输出电容充电。单端反激式开关电源以主开关管的周期性导通和关断为主要特征。开关管导通时，变压器一次侧线圈内不断储存能量;而开关管关断时，变压器将一次侧线圈内储存的电感能量通过整流二极管给负载供电，直到下一个脉冲到来，开始新的周期[3]。 开关电源中的变压器起着非常重要的作用：一是通过它实现电场-磁场-电场能量的转换，为负载提供稳定的直流电压;二是可以实现变压器功能，通过脉冲变压器的初级绕组和多个次级绕组可以输出多路不同的直流电压值，为不同的电路单元提供直流电量;三是可以实现传统电源变压器的电隔离作用，将热地与冷地隔离，避免触电事故，保证用户端的安全。 图3-1 反激式开关电源原理图 在开关管S1关断的Toff期间，变压器铁心中的磁通主要由变压器次级线圈回路中的电流来决定，这就相当于流过变压器次级线圈中的电流所产生的磁场可以使变压器的铁心退磁，使变压器铁心中的磁场强度恢复到初始状态。由于控制开关突然关断，流过变压器初级线圈的励磁电流突然为0，此时，流过变压器次级线圈中的电流就正好接替原来变压器初级线圈中励磁电流的作用，使变压器铁心中的磁感应强度由最大值Bm返回到剩磁所对应的磁感应强度Br位置，即流过次级绕组电流是由最大值逐步变化到0的。由此可知，反激式变压器开关电源在输出功率的同时，流过次级线圈回路中的电流也在对变压器铁心进行退磁。 反激式变压器开关电源工作于临界连续电流状态时，次级整流输入电压Uo、负载电流Io，变压器铁芯的磁通，以及变压器初、次级电流等波形图如图3-2所示。 变压器次级线圈输出电压Uo是一个带正负极性的脉冲波形，一般负半周是一个很规整的矩形波；而正半周，由于输出脉冲被整流二极管限幅，当开关电源工作于连续电流或临界连续电流状态时，输出波形基本也是矩形波。因此，整流二极管的输入电压Uo的正半周幅度与储能滤波电容的两端电压基本相同。因此，整流二极管的输入电压Uo的幅值Up与整流输出电压基本相等。 在控制开关接通期间，变压器铁芯被磁化；在控制开关关断期间，变压器铁芯被退磁。因此，在Ton期间，变压器铁芯中的磁通量是由剩磁SBr向最大磁通SBm方向变化；而在Toff期间，变压器铁芯中的磁通量是由最大磁通SBm向剩磁SBr方向变化。 i波形是反激式变压器开关电源工作于临界电流状态时，变压器初、次级线圈的电流波形。其中，i1为流过变压器初级线圈中的电流，i2为流过变压器次级线圈中的电流（虚线所示），Io是流过负载的电流（虚线所示）。在控制开关接通期间，变压器铁芯被初级线圈电流磁化；在控制开关关断期间，变压器铁芯被被次级线圈电流退磁，并向负载输出电流。还可以看出，流过变压器初、次级线圈中的电流是可以突跳的。在控制开关关断的一瞬间，流过变压器初级线圈的电流由最大值跳变到0，而在同一时刻，流过变压器次级线圈的电流由0跳变到最大值。并且，变压器初级线圈电流的最大值正好等于变压器次级线圈电流最大值的n倍（n为变压器次级电压与初级电压比）。 3.2 主要器件简介 3.2.1 UC3842芯片简介 UC3842 是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电路。与电压控制方式相比在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。该电路主要特点有： ●内含欠电压锁定电路 ●低起动电流（典型值为0.12mA） ●稳定的内部基准电压源 ●大电流推挽输出（驱动电流达1A） ●工作频率可到500kHz ●自动负反馈补偿电路 ●双脉冲抑制 ●较强的负载响应特性 UC3842 内部结构如图3-3所示，UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下： 1脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性； 2脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度； 3脚为电流检测输入端， 当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态； 4脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.8/(RT×CT)； 5脚为公共地端； 6脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns 驱动能力为±1A ； 7脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW； 8脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能力。 图3-3 UC3842内部结构 UC3842是专门设汁用于出线和直流—直流变换器应用的高性能、固定频率、电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 。代表性的方框图如图3-4示。 图3-4 UC3842代表性方框图 振荡器频率由定时元件RT和CT选择值决定。电容CT由5.0V的参考电压通过电阻RT充电，充至约2.8V,再由一个内部的电流宿放电至1.2V。在CT放电期间，振荡器产生一个内部消隐脉冲保持“或非”门的中间输入为高电子，这导致输出为低状态，从而产生丁一个数量可控的输出静区时间。图l显示R，与振荡器频率关系曲线，图2显示输出静区时间与频率关系曲线．它们都是在给定的CT值时得到的。注意尽管许多的Rt和Ct值都可以产生相同的振荡器频率，但只有一种组合可以得到在给定频率下的特定输出静区时间。振荡器门限是温度补偿的，放电电流在T=2 5℃叫被微调并确保在±1 0％之内，这些内部电路的优点使振荡器频率及晨大输出占空比的变化最小。  不要将UC3842的重要元件的参数选得接近分布参数；具体来说，电阻不要太大，电容器和电感器不要太小。决定振荡频率的RC，当把R选择太大，C太小时，就易使稳定性特别差；如电容C小得接近分布参数，也就是说取掉该电容由线路板及其它元件间的分布参数而形成的容值都和所选的电容容值差不多；或者所选电阻太大以至于线路板上的漏电流所等效的阻值都和所选的电阻大小差不多；这将造成工作不稳定，如温度或湿度变化时其分布参数也跟着变化，严重影响振荡的稳定性。R一般不要大于1M欧，C一般不要小于22PF。 误差放大器提供一个有可访问反相输入和输出的全补偿误差放大器。此放大器从有90dB的典刮自流电流增益和只有57度相位余量的1．OMHz的增益为1带宽。同相输入在内部偏置于2.5V而不经管脚引出。典刑情况下变换揣输出电压通过一个电阻分压器分压，并由反向输入监视。最大输入偏置电流为2.0uA，它将引起输出电压误差，后者等于输入偏置电流和等效输入分压器源电阻的乘积。误差放大器输出(管脚1)用于外部回路补偿。输出电压因两个二极管压降而失调(≈1.4V)并在连接至电流取样比较器的反相输入之前被三分，这将在管脚l处于其最低状态时(Vol)，保证在输出(管脚6)不出现驱动脉冲。这发生在电源正在工作并且负载被取消时，或者在软启动过程的开始。最小误差放大器反馈电阻受限于放大器的拉电流(O．5mA)和到达比较器的1.0V箝位电子所需的输出电压(VoH)： (3-1) UC3842作为电流模式控制器工作，输出开关导通山振荡器起始，当峰值电感电流到达误差放大器输出补偿(管脚1)建立的门限电平时中止。这样在逐周基础上误差信号控制峰值电感电流。所用的电流取样比较器—脉宽调制锁存配置确保在任何给定的振荡器周期内，仅有一个单脉冲出现在输出端。电感电流通过插入一个与输出开关Q1的源极串联的以地为参考的取样电阻Rs转换成电压。此电压由电流取洋输入(管脚3)监视并与来自误差放大器的输出电平相比较。在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚1上的电压控制，其中： (3-2) 当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现。在这些条件下，电流取样比较器门限将被内部箝位至1．0V。因此最大峰值开关电流为： (3-3) 通常正电流波形的前沿可以观察到一个窄尖脉冲，当输出负载较轻时，它可能会引起电源不稳定。这个尖脉冲的产生是由于电源变压器匝间电容和输出整流管恢复时间造成的。在电流取样输入端增加一个RC滤波器，使它的时间常数接近尖脉冲的持续时间，通常将消除不稳定性，如图3-5所示。 INCLUDEPICTURE "../../Administrator/Local%20Settings/Temp/NAZ%258HD%7b9U%5d6TQIB%25D_%25U_7.jpg" \* MERGEFORMAT 图3-5 电流波形尖脉冲抑制 欠压锁定采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前，集成电路已完全可用。正电源端(Vcc)和参考输出(Vref)各由分离的比较器监视。每个都具有内部的滞后，以防止在通过它们各自的门限时产生错误输出动作。Vcc比较器上下门限分别为：UCX842A 16V／10V，UCX843A8.4V／7.6V。Vref比较器高低门限为3.6V／3.4V。大滞后和小启动电流使得UCX842A特别适合干需要有效的自举启动技术的离线变换器应用中。UCX843A准备应用于更低电压直流到直流变换器中。一个36V的齐纳二极管作为一个并联稳压管，从Vcc连接至地。它的作用是保护集成电路免受系统启动期间产生的过高电压的破坏。最小工作电压：UCX842A为11V，UCX843A为8.2V。输出这些器件有一个单图腾柱输出级，是专门设计用来自接驱动功率MOSFET的，在1.0nF负载下时，它能提供高达±1.0A的峰值驱动电流和典型值为50ns的上升、下降时间，还附加了一个内部电路，使得任何时候只要欠压锁定有效，输出就进入灌模式，这个特性使外部下拉电阻不在需要。 3.2.2 TL431简介 德州仪器公司（TI）生产的TL431是一是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref（2.5V）到36V范围内的任何值。该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，例如，数字电压表，运放电路、可调压电源，开关电源等等。该器件符号如图3-6所示。3个引脚分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。 图3-6 TL431符号 TL431的具体功能可以用图3-7的功能模块示意。可以看到，一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有同相端输入端的电压非常接近2.5V时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着同相端输入端电压的微小变化，通过三极管的电流将从1到100mA变化。当然该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。 图3-7 TL431功能模块示意图 3.2.3 PC817光耦简介 PC817是常用的线性光藕，在各种要求比较精密的功能电路中常常被当作耦合器件，具有上下级电路完全隔离的作用，相互不产生影响。　当输入端加电信号时，发光器发出光线，照射在受光器上，受光器接受光线后导通，产生光电流从输出端输出，从而实现了“电-光-电”的转换。普通光电耦合器只能传输数字信号（开关信号），不适合传输模拟信号。线性光电耦合器是一种新型的光电隔离器件，能够传输连续变化的模拟电压或电流信号，这样随着输入信号的强弱变化会产生相应的光信号，从而使光敏晶体管的导通程度也不同，输出的电压或电流也随之不同。PC817光电耦合器不但可以起到反馈作用还可以起到隔离作用。 三极管Vce随输入二极管电流If的变化曲线（Ic为参量）如图3-8所示。 图3-8 三极管Vce随输入二极管电流If的变化曲线（Ic为参量） 3.3 UC3842常用的电压反馈电路 3.3.1 输出电压直接分压作为误差放大器的输入 UC3842的输出电压直接分压电路如图3-9所示。 图3-9 输出电压直接分压 该电路的工作原理是：直流电压加在R5上，降压后加在UC3842的引脚7上，为芯片提供大于16 V的启动电压，当芯片启动后由反馈绕组提供维持芯片正常工作需要的电压。当输出电压升高时，单端反激变压器Bl的反馈绕组上产生的反馈电压也升高，该电压经R16、R17、W1组成大分压网络，分压后送入UC3842的引脚2，与基准电压比较后，经误差放大器放大，使UC3842引脚6的驱动脉冲占空比减小，从而使输出电压降低，达到稳定输出电压的目的。 设计内回路反馈时，需要在开关管上串联一个以地为参考的取样电阻R14，R16，R18将初级线圈的电流转换为电压信号，此电压由电流检测比较器监视并与来自误差放大器的输出电平比较。 这种电路的优点是采样电路简单，缺点是输入电压和输出电压必须共地，不能做到电气隔离。势必引起电源布线的困难，而且电源工作在高频开关状态，容易引起电磁干扰，必然带来电路设计的困难，所以这种方法很少使用[4]。 3.3.2 辅助电源输出电压分压作为误差放大器的输入 图3-10 辅助电源输出电压分压 如图3-10所示，当输出电压升高时，单端反激式变压器T的辅助绕组上产生的感应电压也升高，该电压经过D82，D20，DW1，整流、滤波和稳压网络后得到一直流电压，给UC3842供电。同时该电压经R16及R17分压后作为采样电压，送入UC3842的脚2，在与基准电压比较后，经误差放大器放大，使脚6输出脉冲的占空比变小，输出电压下降，达到稳压的目的。同样，当输出电压降低时，使脚6输出脉冲的占空比变大，输出电压上升，最终使输出电压稳定在设定的值。 这种电路的优点是采样电路简单，副边绕组、原边绕组和辅助绕组之间没有任何的电气通路，容易布线。缺点是并非从副边绕组直接得到采样电压，稳压效果不好，实验中发现，当电源的负载变化较大时，基本上不能实现稳压。该电路适用于针对某种固定负载的情况。 3.3.3 采用线性光耦改变误差放大器的输入误差电压 为克服上述问题，可以对上述反馈电路进行改进，采用光耦和电压基准进行反馈控制，可以极大地提高开关电源的稳定性和精度。采用这种方法进行反馈控制时需要从副边绕组输出端进行取样，电路如图3-11所示。 图3-11 采用光耦和电压基准反馈控制电路 电压采样及反馈电路由光耦PC817、TL431和阻容网络组成，图中R5和C5用于TL431的频率补偿，不能缺少。通过调节由R24，R31，R32组成的分压网络后得到采样电压，该采样电压与三端可调稳压块TL431提供的2.5 V基准电压进行比较，当输出电压正常时，采样电压与TT431提供的2.5 V电压基准相等，则TL431的K极电位保持不变，从而流过光耦二极管的电流不变，进而流过光耦CE的电流也不变，UC3842引脚2的反馈电位Uf保持不变，则引脚6输出驱动的占空比不变，输出电压稳定在设定值不变。当输出5V电压因为某种原因升高时，分压网络上得到的输出电压采样值会随之升高，从而TL431的K极电位下降，流过光耦二极管的电流增大，进而流过CE的电流增大，从而UC3842的引脚2的电位升高。由UC3842内部示意图可知：误差放大器的输出电压Ue减小，亦即电流检测比较器钳位电压减小，UC3842引脚6输出驱动的占空比减小，从而使输出电压减小，这样就完成了反馈稳压的过程。 初级线圈充磁峰值电流取样的内回路反馈也是开关电源设计起决定作用的环节，如果内回路反馈设计不符合电路要求，开关电源就无法正常工作。 另外还有一种连接，UC3842的电压反馈输入端脚2接地，所以，误差放大器的输入误差总是固定的，可将线性光耦中的光电三极管视为一可变电阻，改变的是误差放大器的增益。 该电路通过调节误差放大器的增益而不是调节误差放大器的输入误差来改变误差放大器的输出，从而改变开关信号的占空比。这种拓扑结构不仅外接元器件较少，而且在电压采样电路中采用了三端可调稳压管，使得输出电压在负载发生较大的变化时，输出电压基本上没有变化。实验证明与上述三种反馈电路相比，该电路具有很好的稳压效果。 4 总体设计 4.1电路组成 本设计共分为两部分：主电源部分、控制电路部分。其中主电源采用单端反激式开关电源技术。控制电路部分包括低电流调节控制电路部分、恒流电路部分、充电指示电路部分。总电路框图如图4-1所示。 本设计难点在于主电源设计部分。包括输入电路，滤波电路，脉冲变压器制作，开关管选择，UC3842外围电路设计、反馈稳压电路。本电路最大功率发生在恒流充电阶段二结束恒压充电开始时。最大输出功率为86W。设计主电源时就是要找到最苛刻的条件，即输入最低，输出功率最大的条件下来设计脉冲变压器的。输入电路要抑制浪涌电流和尖峰电压。为减小电源尖峰干扰需要在电源进线端和电源输出线端分别加入滤波电路。脉冲电压器设计的重要性不言而喻，设计的合理与否直接影响电路效率和带载能力。UC3842外围电路包括振荡电路，误差放大器输入和补偿电路，电源启动电路，驱动开关管电路，软启动电路。反馈稳压电路采用上面介绍的线性光耦改变误差放大器的输入误差电压。 控制电路部分包括低电流调节控制电路部分、恒流电路部分、充电指示电路部分。其中低电流调节控制电路部分是当锂电池本身电压小于3.3V时，充电器要以微弱的电流将锂电池充电到3.3V。恒流电路部分是当锂电池本身电压达到3.3V以上充电器对其进行恒流充电。充电指示电路部分就是要指示电路状态，便于用户知道充电情况。 4.2系统实现功能 市面上一些锂电池充电器充电过程分为预充电,恒流充电,恒压充电,温度监控。 本充电器电路输出端接上的锂电池电压低于3.3V时，首先充电器要以微弱的电流充电到3.3V。达到3.3V后开始以400mA的小电流充电到5V。然后就以4.12A的电流恒流充电。当锂电池两端电压的升高逐渐接近开关电源的输出电压，恒流电路被破坏，电压反馈稳压阶段开始。当充电电流在155mA以上就意味着在充电，指示灯为红色。反之即认为充电完毕，指示灯变为绿色。最后本充电器电路的截止充电电压是21V。 5 主电源部分设计 主电源电路图如图5-1所示。其中包括输入电路，滤波电路，脉冲变压器制作，开关管选择，UC3842外围电路设计、反馈稳压电路。本电路最大功率发生在恒流充电阶段二结束恒压充电开始时。最大输出功率为86W。设计主电源时就是要找到最苛刻的条件，即输入最低，输出功率最大的条件下来设计脉冲变压器的。输入电路要抑制浪涌电流和尖峰电压。为减小电源尖峰干扰需要在电源进线端和电源输出线端分别加入滤波电路。脉冲电压器设计的重要性不言而喻，设计的合理与否直接影响电路效率和带载能力。UC3842外围电路包括振荡电路，误差放大器输入和补偿电路，电源启动电路，驱动开关管电路，软启动电路。反馈稳压电路上面介绍的采用线性光耦改变误差放大器的输入误差电压。 图5-1 主电源电路 5.1 输入电路 5.1.1 输入浪涌电流保护 隔离式开关电源在加电时，会产生极高的浪涌电流，需在电源的输入端采取一些限流措施，才能有效地将浪涌电流减小到允许的范围之内。浪涌电流主要是由滤波电容充电引起的，在开关管开始导通的瞬间，电容对交流呈现出很低的阻抗，一般情况下，只是电容的ESR值。如果不采取任何保护措施，浪涌电流可接近几百安培。 通常广泛采用的措施有两种，一种方法是利用电阻一双向可控硅并联网络；另一种方法是采用负温度系数(NTc)的热敏电阻。用以增加对交流线路的阻抗，把浪捅电流减小到安全值。 电阻—双向可控硅技术：采用此项浪涌电流限制技术时，将电阻与交流输入线相串联。当输入滤波电容充满电后．由于双向可控硅和电阻是并联的，可以把电阻短路，对其进行分流。这种电路结构需要一个触发电路，当某些预定的条件满足后，触发电路把双向可控硅触发导通。设计时要认真地选择双向可控硅的参数，并加上足够的散热片，因为在它导通时，要流过全部的输入电流。热敏电阻技术：这种方法是把负温度系数的热敏电阻串联在交流输入端或者串联在经过桥式整流后的直流线上。当开关电源接通时，热敏电阻的阻值基本上是电阻的标称值。这样，由于阻值较大，它就限制了浪涌电流。当电容开始充电时，充电电流流过热敏电阻，开始对其加热。由于热敏电阻具有负温度系数，随着电阻的加热，其电阻值开始下降，如果热敏电阻选择得合适，在负载电流达到稳定状态时，其阻值应该是最小。这样，就不会影响整个开关电源的效率。 5.1.2 输入尖峰电压保护 在一般情况下，交流电网上的电压为115v或230v左右，但有时也会有高压的尖峰出现。比如电网附近有电感性开关，暴风雨天气时的雷电现象，都是产生高尖峰的因素。受严重的雷电影响，电网上的高压尖峰可达5kV。 另一方面，电感性开关产生的电压尖峰的能量满足下面的公式： （5-1） 公式中．L是电感器的漏感，I是通过线圈的电流。 由此可见，虽然电压尖峰持续的时间很短，但是它确有足够的能量使开关电源的输入滤波器、开关晶体管等造成致命的损坏。所以需要采取措施加以避免。 用在这种环境中最通用的抑制干扰器件是金局氧化物压敏电阻瞬态电压抑制器。把压敏电阻连在交流电压的输入端。压敏电阻起到一个可变阻抗的作用。也就是说，当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时．它的阻抗急剧减小到一个低值，消除了尖峰电压使输入电压达到安全值。瞬间的能量消耗在压敏电阻上，在选择压敏电阻时应按下述步骤进行。⑴选择压敏电阻的电压额定值，应该比最大的电路电压稳定值大10％一20％；⑵计算或估计出电路所要承受的最大瞬间能量的焦尔数；⑶查明器件所需要承受的最大尖峰电流；上述几步完成后，就可以根据生产厂家的压敏电阻参数资料选择合适的压敏电阻器件。 5.2 输入滤波电路 5.2.1 差模干扰和共模干扰概念 电压电流的变化通过导线传输时有二种形态,我们将此称做"共模"和"差模".设备的电源线,电话等的通信线,与其它设备或外围设备相互交换的通讯线路,至少有两根导线,这两根导线作为往返线路输送电力或信号.但在这两根导线之外通常还有第三导体,这就是"地线".干扰电压和电流分为两种:一种是两根导线分别做为往返线路传输;另一种是两根导线做去路,地线做返回路传输.前者叫"差模",后者叫"共模"。 5.2.2 滤除干扰信号 为了减小差模干扰和共模干扰需要在电源进线端和电源输出线端分别加入滤波电路。在电源进线端通常采用如图5-2所示电路。该电路对共模和差模纹波干扰均有较好抑制作用。 ⑴滤除差模干扰信号。 L1,L2,C1用于滤除差模干扰信号。L1,L2磁芯面积不宜太小，以免饱和。电感量几毫亨至几十毫亨。C1为电源跨接电容，又称X电容。用陶瓷电容或聚脂薄膜电容效果更好。电容量取0.22μF～0.47μF。 ⑵滤除共模干扰信号 L3，L4，C2-1，C2-2用于滤除共模干扰信号。L3，L4要求圈数相同，一般取10，电感量2mH左右。C2-1，C2-2为旁路电容，又称Y电容。电容量要求2200pF左右。电容量过大，影响设备的绝缘性能。 图5-2 电源进线端滤波电路 5.3 变压器设计 5.3.1变压器功能 高频电源变压器完成功能有三个：功率传送、电压变换和绝缘隔离。 功率传送有两种方式。第一种是变压器功率的传送方式，加在原绕组上的电压，在磁芯中产生磁通变化，使副绕组感应电压，从而使电功率从原边传送到副边。在功率传送过程中，磁芯又分为磁通单方向变化和磁通双方向变化两种工作模式。单方向变化工作模式，磁通密度从最大值 Bm变化到剩余磁通密度Br，或者从Br变化到Bm。磁通密度变化值△B=Bm-Br。为了提高△B，希望Bm大，Br小。双方向变化工作模式磁通度从+ Bm变化到-Bm，或者从-Bm变化到+Bm。磁通密度变化值△B=2Bm，为了提高△B，希望Bm大，但不要求Br小，不论是单方向变化工作模式还是双方向变化工作模式，变压器功率传送方式都不直接与磁芯磁导率有关，第二种是电感器功率传送方式，原绕组输入的电能，使磁芯激磁，变为磁能储存起来，然后通过去磁使副绕组感应电压，变成电能释放给负载。传送功率决定于电感磁芯储能，而储能又决定于原绕组的电感。电感与磁芯磁导率有关，磁导率高，电感量大，储能多。而不直接与磁通密度有关。虽然功率传送方式不同，要求的磁芯参数不一样，但是在高频电源变压器设计中，磁芯的材料和参数的选择仍然是设计的一个主要内容。 电压变换通过原边和副边绕组匝数比来完成。不管功率传送是那一种方式，原边和副边的电压变换比等于原和副绕组匝数比。绕组匝数设计成多少，只要不改变匝数比，就不影响电压变换。但是绕组匝数与高频电源变压器的漏感有关。漏感大小与原绕组匝数的平方成正比。漏感值大，储存的能量也大，在电源开关过程中突然释放，会产生尖峰电压，增加开关器件承受的电压峰值，也对绝缘不利，产生附加损耗和电磁干扰。 绝缘隔离通过原边和副边绕组的绝缘结构来完成。为了保证绕组之间的绝缘，必须增加两个绕组之间的距离，从而降低绕组间的耦合程度，使漏感增大。还有，原绕组一般为高压绕组，匝数不能太少，否则，匝间或者层间电压相差大，会引起局部短路。这样，匝数有下限，使漏感也有下限。总之，在高频电源变压器绝缘结构和总体结构设计中，要统筹考虑漏感和绝缘强度问题。 5.3.2磁芯饱和问题  对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。     正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。     反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：①开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来；②开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。     可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。     磁芯饱和时，很短时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏[5]。     由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，必须注意磁芯饱和问题。 由于反激式开关变压器的特殊性，磁芯饱和问题在反激式变换器的设计中尤为重要。一旦磁芯饱和，开关管瞬间就会损坏。为防止磁芯饱和反激式开关变压器磁芯一般都留气隙，显著扩大磁场强度的范围，但仅靠气隙并不能完全解决磁芯饱和的问题，由磁感应定律很容易得出： （5-2） 由5-2式知：磁感应强度与输入电压和导通时间有关。在输入电压一定时，由反馈电路保证Ton的合适值。在工作过程中，根据磁饱和的形式分两种情况：一次性饱和：当反馈环路突然失控时，在一个周期内导通一直持续，直到过大的Ip使磁芯饱和而使开关管立即 损坏；逐次积累式饱和：磁芯每个周期都有置位与复位动作，反激式开关电源磁芯置位是由初级绕组来实现，磁芯复位是由次级绕组和输出电路来实现。当电路等设计不当时，每次磁芯不能完全复位，一次次的积累，在若干周期内磁芯饱和。就像吹气球一样，一口气吹破就相当磁芯一次性饱和；每吹一次，就排气，但每次排气量都比进气量少一点，这样循环几次后，气球就会被撑破的；若每次充排气量相同，气球就不会破的，磁芯也是如此，如下图5-3所示：磁芯从a→b→c为置位，从c→d→a为复位，每个周期都要回到a磁芯就不会饱和。对于反激式开关电源的断续模式，磁芯复位一般是不成问题的。 图5-3 磁滞回线图 5.3.3 变压器设计步骤 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降。设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面是计算本电路的变压器各参数的过程[6]。 ⑴首先明确已知参数和设定参数 采用反激式开关电源线路。 输入85~265VAC。 输出直流21V。 开关频率为60KHZ。 最大功率为21V*4.12A=86.52W。 效率η设为0.75。 ⑵选定原边感应电压 这个值是由设计者来设定的，它决定了电源的占空比。当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，上升电流公式如下： （5-3） 这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要遵守上面的公式定律，下降电流公式公式如下： （5-4） 这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管关断时间和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以有： （5-5） 上式中可以用D来代替，用(1-D)来代替。移项可得： （5-6） 此即是最大占空比。选定感应电压为80V，VS为93V ，则D=80/（*80+93）=0.46。 ⑶确定原边电流波形的参数 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如图5-4所示。这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值I,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如图中横线所示,首先要确定这个电流平均值： （5-7） 经计算=1.09A。 图5-4 原边电流波形 因为输出功率除以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压就是输入电流，这个就是平均值电流。下一步求电流峰值。 为了求电流峰值我们还要设定一个参数，这个参数就是，所谓，就是指最大脉动电流和峰值电流的比值，的取值范围在0和1之间。这个值很重要。当取1即为电流断续模式，当0<<1时即为电流连续续模式。 =/ [(1-0.5 ）*D] (5-8) 设定的值是0.5，而最大值 =3.15A。 紧接着求电流的有效值I,电流有效值和平均值是不一样的,一般比其平均值要大.而且同样的平均值,可以对应很多个有效值,若是把的值选得越大,有效值就会越大,有效值还和占空比D也有关系,总之.它这个电流波形的形状是息息相关的。直接给出有效值的电流公式: （5-9） 经计算电流有效值：I =1.63A。 所以对应于相同的功率,也就是有相同的输入电流时,其有效值和这些参数是有关的,适当的调整参数,使有效值最小,发热也就最小,损耗小，这样便可以优化设计。 值得注意的是，始终保持变换器工作于一个模式如电流连续模式或电流断续模式，不要在两个模式之间转换，这两种模式不同，对反馈回路的调节电路要求也不同，在考虑某一种模式而设计的调节电路，如运行到另一模式时易引起不稳定或者性能下降。 ⑷选定变压器磁芯 根据窗口面积和磁芯截面积有式5-10计算来选择磁芯。 （5-10） J是电流密度 单位。f是开关频率 单位KHZ。是磁感应强度 单位T。 是输出功率 单位W。据计算本变压器选择了EE30磁芯。 ⑸计算变压器的原边匝数 原边使用的线径.计算原边匝数的时候,要选定一个磁芯的振幅B,即这个磁芯的磁感应强度的变化区间,因为加上方波电压后,这个磁感应强度是变化的,正是因为变化,所以其才有了变压的作用. 所以原边匝数: （5-11） 这几个参数依次是原边匝数,最小输入电压,导通时间,磁芯的横截面积和磁芯振幅,一般取B的值是0.1到0.2之间,取得越小,变压器的铁损就越小,但相应变压器的体积会大些。 本变压器选择的EE30磁芯材料是MP40，其为0.2T。这个公式来源于法拉第电磁感应定律,这个定律是说,在一个铁心中,当磁通变化的时候,其会产生一个感应电压,这个感应电压=磁通的变化量/时间T再乘以匝数比,把磁通变化量换成磁感应强度的变化量乘以其面积就可以推出上式来。本便于变压Np=93*7.7μS/0.597cm2*0.2=60。 然后确定线径。一般来说电流越大,导线越容易发热,所需要的导线就越粗,,需要的线径由电流有效值来确定,而不是平均值.根据公式 （5-12） 一般选定电流密度是4~10A/mm2。另外，因为高频电流有趋效应，若是电流很大,最好采用两股或是两股以上的线并绕,这样效果更好. ⑹确定次级绕组的参数圈数和线径 原边就是选定感应电压放电给副边的,因为副边输出电压为21V,加上肖特基管的压降,就有21.6V,原边以80V的电压放电,副边以21.6V的电压放电根据变压器匝数和电压成正比的规律啦.所以副边匝数: （5-13） 其中为肖特基管压降。如我这个副边匝数等于60*21.6/80,得16.2,所以次级整取16匝。 要算副边的线径,就要先算出副边的电流有效值有突起的时间是1-D,没有突起的是D,刚好和原边相反,但其的值和原边相同的这个峰值电流就是原边峰值电流乘以其匝数比,要比原边峰值电流大数倍。 ⑺确定反馈绕组的参数 反馈是反激的电压,其电压是取自输出级的,所以反馈电压是稳定的。反馈电压是反激的,其匝数比要和幅边对应至于线径,因其流过的电流很小,所以就用绕原边的线绕就可以了,无严格的要求. ⑻确定电感量 根据 L=Vs*Ton / (Ip *) （5-14） 这样就确定了原边电感的值. ⑼验证设计 即验证一下最大磁感应强度是不是超过了磁芯的允许值,有 Bmax=L*Ip/Ae*Np （5-15） 其中Bmax，L，Ip，Ae，Np分别表示磁通最大值,原边电感量,峰值电流,磁芯横截面积，原边匝数,这个公式是从电感量L的概念公式推过来的,因为电感等于磁链/流过电感线圈的电流,磁链等于磁通乘以其匝数,而磁通就是磁感应强度乘以其截面积,分别代入到上面,即当原边线圈流过峰值电流时,此时磁芯达到最大磁感应强度,这个磁感应强度就用以上公式计算.Bmax的值一般一要超过0.3T ,若是好的磁芯,可以大一些,若是超过了这个值,就可以增加原边匝数,或是换大的磁芯来调。 5.4 RCD箝位电路设计 5.4.1 RCD箝位电路意义 由于变压器漏感的存在及其它分布参数的影响，反激式变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压严重危胁着开关管的正常工作，必须采取措施对其进行抑制，目前，有很多种方法可以实现这个目的，其中的RCD箝位法以其结构简单，成本低廉的特点而得以广泛应用，但是，由于RCD箝位电路的箝位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降低系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏。设计时既要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小。在设计时先做几个假设，⑴开关电源的工作频率范围:20~200KHZ；⑵RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；⑶在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。 5.4.2 RCD箝位电路设计步骤 ⑴首先对MOS管的VD进行分段：输入的直流电压VDC；次级反射初级的VOR；主MOS管VD余量VDS；RCD吸收有效电压VRCD1。 ⑵对于以上主MOS管VD的几部分进行计算 ①输入的直流电压VDC。在计算VDC时，是依最高输入电压值为准。如宽电压应选择AC265V，即DC375V。 ②次级反射初级的。是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算: ＝(VF+Vo)*Np/Ns (5-16) ③主MOS管VD的余量VDS。VDS是依MOS管VD的10%为最小值。如KA05H0165R的VD=650应选择DC65V。 ④RCD吸收VRCD。实际选取的VRCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。 VRCD＝(VD-VDC -VDS)*90% （5-17） ⑤VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合； VRCD必须大于VOR的1.3倍；MOS管VD应当小于VDC的2倍； 如果VRCD的实测值小于VOR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率；VRCD是由VRCD1和VOR组成的；RC时间常数τ是依开关电源工作频率而定的，一般选择10~20个开关电源周期。 ⑶试验调整VRCD值。首先假设一个RC参数，再上市电，应遵循先低压后高压，再由轻载到重载的原则。在试验时应当严密注视RC元件上的电压值，务必使VRCD小于计算值。如发现到达计算值，就应当立即断电，待将R值减小后，重复以上试验。一个合适的RC值应当在最高输入电压，最重的电源负载下，VRCD的试验值等于理论计算值。 ⑷试验中值得注意的现象。输入电网电压越低VRCD就越高，负载越重VRCD也越高。 ⑸RCD吸收电路中R值的功率选择。R的功率选择是依实测VRCD的最大值，计算而得。实际选择的功率应大于计算功率的两倍。 总之，RCD吸收电路中的R值如果过小，就会降低开关电源的效率。然而，如果R值如果过大，MOS管就存在着被击穿的危险。应用采用以上方法适当选择RC参数[7]。 5.5开关管选择 在单端反激式变换器电路中。所使用的开关管必须符合两个条件，即在开关管截止时，要能承受漏极尖峰电压，在开关管导通时，要能承受漏极的尖峰电流。晶体管截止时所承受的尖峰电压按下面的公式进行计算： （5-18） 公式中，是输入电路整流滤波后的直流电压，是最大工作占空比。为了限制开关管的DS安全电压，工作占空比应保持在相对地低一些，一般要低于50%，即＜0.5。因此，在单端反激式变换器电路设计中，开关管的工作电压一般在800V以上，通常按900v计算可安全可靠地工作[8]。 第二个设计准则是必须满足开关管在导通时的漏极电流需求。假定变换器的效率是0.8，0.4。则 （5-19） 5.6输出滤波器 反激式变换器的输出滤波电容比起其它拓扑形式的电路所受的冲击更大,它的选择好坏对整个电源的性能及寿命有举足轻重的作用。选择时，一般是按纹波电压要求初选电容值，用电容的额定纹波电流确定电容值，这样比较安全稳妥。另外，耐压值和温度等级也要足够[9]。 6控制电路设计 6.1低电流调节控制电路 如图6-1所示，当锂电池接上电路输出后，本电路监测锂电池本身电压，当锂电池本身电压低于3.3V时，三极管Q5导通，继电器通电，开关闭合将R47短接。R47接入到电路中，稳压电源输出通过R47对锂电池做低电流充电。 图6-1 低电流调节控制电路 6.2恒流电路 如图6-2所示，当锂电池本身电压低于5V时，LM358-2-2输出高电平，Mos管Q4截止。LM358-1-1正输入端为40mV，电流超过400mA时LM358-1-1输出低电平，拉低了误差放大器TL431的K极电位。流过光耦二极管的电流增大，进而流过CE的电流增大，从而UC3842的引脚2的电位升高。由图2-2 UC3842内部结构可知：误差放大器的输出电减小，也即电流检测比较器钳位电压减小， UC3842引脚6输出驱动的占空比减小，从而使输出电压减小，这样就会使电流减小。当电流减小时，LM358-1-1输出高电平，稳压电路重新建立起来，电流又会增大。这样循环调节使得电流控制在400mA。这就是恒流充电阶段一。当锂电池电压超过5V时，LM358-2-2输出低电平，Mos管Q4截止，LM358-1-1正输入端为412mV。通过上述同样的过程，使得电流恒定在4.12A。 6.3充电指示电路 充电指示电路如图6-3所示，当取样电阻电压在15.5mV以上就意味着正在充电，指示灯为红色。当取样电阻电压在15.5mV以下表示充电完毕，指示灯变为绿色。 总结 在重庆力华公司实习期间，我在指导老师王工地指导下负责组装了隆鑫TK06测试工装。之后我又接手了tk03，tk05，tk06，tk18，数显电压频率表等产品。在数显表生产时我进一步完善了此产品，使得数显表能更稳定的工作。现在我在设计隆鑫限流18A蓄电池充电器和电动车锂电池充电器。18A充电器正在不同环境下运行测试中。 此电动车锂电池充电器设计目前只是理论上实现。在公司里由于客户隆鑫急需限流18A蓄电池充电器，我就把我很多的精力都放在这个产品的设计测试上了，后来没有足够时间测试调整本设计的相关参数，一开始主电源部分我选择了120KHZ的开关频率，这样一来变压器绕制难度大，并且开关损耗很大，不利于提高电源效率。在王工的帮助下，让我先从电阻分压反馈型的反激式开关电源做起，因为线性光耦反馈型的开关电源有些参数都待定，这样不容易调试。只有先尝试过一般非隔离开关电源制作过程，才能对反激式开关电源有一个全面认识。然后去调试隔离开关电源，这样一来会事半功倍的。在王工和几位同事指导下我对反激式开关电源有了理论上的认识，同时理论上用电路实现了电动车锂电池充电曲线，能够安全高效得对电动车用锂电池进行充电。我相信按照先易后难的原则我能调试出本设计电路。公司里把这个设计作为了立项产品，我一定会实现本设计功能。 致谢 通过二个多月的实习，在王工、李部长的指导下和同事的帮助下，我学到了许许多多的知识，看到了很多经典产品电路图纸。在设计中我把许多课本上的理论知识转化到了实际应用当中来，同时也学到了很多课本上没有的实际应用知识，可谓是受益匪浅。在整个毕业设计过程中，遇到的开关电源理论知识的问题很多，但在老师的指导和同事的帮助下，最终完成设计。在此我向他们致以诚挚的谢意！ 首先要感谢我的指导老师王工，在设计过程中他倾注了很大的心血，指导我查阅相关资料，认真地审阅我的设计方案，指出了设计过程中的一些不足之处并且提出了很多宝贵建议和意见。 其次，感谢吴老师对我校外实习的关心和帮助，感谢李晨娟同学不厌其烦地 通知 关于发布提成方案的通知关于xx通知关于成立公司筹建组的通知关于红头文件的使用公开通知关于计发全勤奖的通知 我相关事宜，使我能有条不紊地工作学习。 另外，同事们对于我这次的设计也给予了我极大的帮助。每当遇到棘手的问题时，我就求助他们，他们提供给我重要的研究资料，与他们的探讨扩宽了我的研究思路，使我跨越了很多难关。在这里对他们表示最衷心的感谢！ 参考文献 [1] 叶慧贞.开关稳压电源[M].北京：北京国防工业出版社,1990 [2] 丁道宏.电力电子技术. 北京：航空工业出版社，1992 [3] 赵同贺.新型开关电源典型电路设计与应用[M].北京：机械工业出版社,2010 [4] 朱小龙,滕国仁.脉宽集成控制器UC3842在开关电源中的应用[J].华北矿业高等专科 学校学报, 2001.06 [5] 高曾辉,于相旭.单端反激式开关电源的稳定性分析[J].重庆大学学报，2001.01 [6] george c.chryssis(美)著,梁适安(台)译. 高频交换式电源供应器原理与设计[m]. 希尔国际股份有限公司(台湾)，1996 [7] Ferdinand C.Geerlings. 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