极化调制之EDGE功率放大器___简体中文

1 Why Polar Modulation 高通的 RTR6285A在 GSM/GPRS/EDGE部分的调变器架构，并非如下图一般， 直接 IQ讯号合成为 RF讯号，即 IQ Modulation 而是会先将 IQ讯号转换成 AM (Amplitude Modulation)讯号跟 PM(Phase Modulation)讯号，然后再合成为 RF讯号，也就是所谓的 Polar Modulation。 2 因为IQ讯号是数字讯号，会在MSM (Mobile Station Modem)里以PDM型式呈现， 然后传送到DAC，转为模拟讯号 3 由[1]可知，调整DAC的DC Setting，以及有效调整Idc与Qdc，都可以改善 Carrier Feedthrough现象，加强Carrier suppression，在此不再赘述。 4 因为IQ Modulation架构，前端只能用线性PA，而线性PA多半会采用 Back-off技术，来确保线性度，如下图 : 但是，当Back-off越多时，则PAE (Power Added Efficiency)便会下降， 同时Gain也会下降 5 这由下式可得知: 其中PDC是该输出功率的直流消耗功率，可知Gain与PAE成正比。 由图也得知，当输出功率在饱和区时，其PAE最大，主要原因是PA在饱和区 时，其耗电流也最大，此时的PAE，对通话时间长短，有关键性的影响，因此 在 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 PA时，多半会将最大的PAE，设计在饱和区。所以若以效率考虑，应该用 所谓的非线性PA，即所谓的饱和PA，将输出功率操作在饱和区，以降低 耗电流。 由上图可知，GSM采GMSK调变，只调变相位，不调变振幅，也就是只有PM讯号， 而没有AM讯号。其波形为恒包络，即包络固定不变，而恒包络的讯号，可以用 非线性PA来放大，虽然会有其非线性效应，造成失真，但可透过校正方式补偿回来。 如此便能在拥有可接受之失真度的情况下，达到最大PAE。 6 然而这只能适用于 GSM与 GPRS，却不能用在 EDGE。EDGE全名为 Enhance Data Rates for Global Evolution，其 Data Rate是 GSM的 3倍，使消费者可以更容易 传送影像，网页与图片等。之所以 Data Rate能比 GSM高，主要是因为 EDGE采 用 8PSK调变，不只利用相位来做调变，也利用振幅来作调变，换句话说，同时 包含 AM与 PM讯号，其波形为非恒包络，即包络会随时间变动。 7 由上两张图得知，8PSK为非恒包络讯号，而非恒包络讯号，不能以非线性PA 来放大，否则会有严重且无法补偿的非线性失真。 另外由下图可知，EDGE的PAR(Peak Average Ratio)比GSM大 所谓PAR，是指峰值功率与平均功率的差，如下式 : 8 前面已叙述过，通常为了维持线性度，会采 Back-off技术，也就是将输出功率， 操作在平均功率的范围 (线性区)。而由上式可知，PAR是指峰值功率(饱和区) 与平均功率的差，因此若 PAR高，则 Back-off就大，也就是对线性度越要求。 这由 GSM与 EDGE的最大功率输出规范可得知，GSM在 Low Band的最大功率 输出为 33dBm，High Band为 30dBm。而 EDGE在 Low Band的最大功率输出为 27dBm，High Band为 26dBm。因此 EDGE的 PAR比 GSM大，所以 Target Power 比 GSM小，以维持线性度。 而GSM因为PAR为0，所以理论上可以不需Back-off，直接将输出功率操作在 峰值功率(饱和区)，以达到最大PAE。但EDGE不管是调变方式，或PAR， 都不同于GSM，因此在维持必需线性度的情况下，不可用非线性PA来 放大其讯号。 由于 EDGE讯号只能操作在 PA线性区，因此若 GSM与 EDGE共享一颗 PA来发 射讯号，则可以将 GSM讯号操作在饱和区，以提升 PAE，但 EDGE讯号必须操 作在线性区，以降低失真度。然而前面已叙述过，设计 PA时，多半会将最大的 PAE，设计在饱和区，因此只能操作在线性区的 EDGE讯号，其效率必定远小于 操作在饱和区的 GSM讯号。EDGE的最大功率比 GSM小，此时 EDGE的 PAE， 可能连 20%都不到。 在 PA 的设计上，效率与线性度，一直是个很难兼具的挑战。若要加强线性度， 则须牺牲效率。反之，若要加强效率，则须牺牲线性度。因此，为解决该难题， Polar Modulation技术，便开始出现在手机 PA设计。因此，高通的 RTR6285A， 在 GSM/GPRS/EDGE部分的调变器架构，之所以采用 Polar Modulation架构，便 是为了因应 8PSK所需的线性度，同时提升 8PSK的低效率。 9 Polar Modulation Concept 上图是Polar Modulation的基本概念，因为EDGE有AM讯号，又AM讯号不能经 过非线性PA，因此先将EDGE的AM讯号与PM讯号区分开来。当AM讯号被抽离后 ，此时等同于GMSK调变，只有PM讯号，为恒包络。而PM讯号即RF载波，故此 时的PM讯号，不但可以直接经由PA放大，而且因恒包络，更可以直接经由非线 性PA放大。 而AM讯号，为低频讯号，因此不能经由PA放大，而且又是非恒包络，更不能经 由非线性PA放大，因此会有额外的放大调变机制，统称为Envelope Amplifier， 来放大其AM讯号，最后再和放大后的PM讯号合成。 10 上图为高通RTR6285A的Polar架构，IQ讯号会先在MSM里头，转换成AM跟PM 讯号，分别走不同路径，AM讯号因为是低频讯号，不会经过RTR6285A，也不会 经过PA。而PM讯号则是会先在RTR6285A中，作升频动作，再由RTR6285A，输 出到PA作放大，最后再和已放大的AM讯号结合。 那么，IQ讯号，是如何转换成AM跟PM讯号呢? 通常会使用所谓的CORDIC ( Coor- dinate Rotation Digital )算法，将其直角坐标的IQ讯号，转为极坐标的AM跟PM 讯号。 11 ( )R t 即AM讯号， ( )tΦ 即PM讯号，以上动作皆会在MSM内完成，即 Rectangular to Polar的动作。 另外，由于CORDIC本身也有非线性效应，若其输入的IQ讯号有其噪声，则会连 带使接下来的AM跟PM讯号，以及PA的输出讯号，都一并失真，因此IQ讯号，多 半为差分型式，主要是因为差分讯号具有良好的抗干扰特性[2]，如此便可使IQ 讯号，较不易受到噪声干扰。而RTR6285A的IQ讯号，便是采差分型式。 由于IQ讯号彼此相位差为90度，而差分讯号之相位差为180，因此IQ讯号全部4 条讯号线的相位差如下图 : 12 前面已叙述过，零中频的架构，容易会有LO leakage的现象[1]， 然而同样零中频架构，Polar Modulation又比IQ Modulation，更容易有LO leakage 的现象，因此在GSM Tx校正过程中，必须一开始就先针对Carrier Suppression 作优化，否则会连带使接下来的讯号，都一并失真。高通的RTR6285A，在 GSM Tx校正过程中，会作三次量测，得到三组Idc与Qdc，最后将Carrier Suppression 抑制效果最佳的Idc与Qdc值，填入手机射频参数中。 13 特别值得注意的是，其下式的PM讯号， 会在MSM内，再转为正规化的IQ讯号，然后进入RTR6285A，作混波升频动作， 而PM路径之转回直角坐标的IQ讯号，其分母皆会除于下式，作正规化的动作。 14 因此由MSM到RTR6285A的PM讯号，会有两个路径， 接着再透过RTR6285A的Limiter，将其PM讯号，调变为恒包络的讯号。最后接 到PA的基极，使PA驱动到饱和区，这样便能使PA在饱和区工作，以达到最大的 PAE。 15 从上图得知，Polar PA不管是GMSK Mode，或8PSK Mode，都比线性PA来的省电。 16 上述提到，AM讯号会有额外的放大调变机制，统称为Envelope Amplifier。以 RFMD的RF3225为例[3]，其Envelope Amplifier包含一个错误放大器，与一个线 性稳压器。当输入电压Vramp输入其错误放大器后，会透过线性稳压器，产生输 出电压，也就是PA的集极电压Vcc。藉由改变Vcc，便可对AM讯号，作调变动作。 17 另外Vcc也决定PA的输出功率，以RFMD的RF3225为例，其Vcc与输出功率关系 : 其中Vsat是晶体管的饱和电压，或称之Vknee。上述已提到，PM讯号会接到PA 的基极，将PA驱动到饱和区，使PA在饱和区工作，以达到最大的PAE。 18 至于Rl，则是PA的负载阻抗，即所谓Load Pull的概念。 当然Load-pull不只会影响输出功率跟PAE，也会影响Harmonics[4]。而Tune Load-pull的技巧，在[5]中皆有详述。 19 AMAM AMPM 下图中的H(s)是Vramp跟Vcc的转移函数， 因为Vcc是Vramp透过一个线性稳压器所得到的输出电压，所以其H(s)会是一个线 性的转移函数，也就是Vramp可以很精准地去控制Vcc，进而去改变PA输出功率。 但Polar PA，本身是非线性PA，因此Vramp与PA输出功率，为非线性关系，将Vramp 与Vcc以及PA输出的关系整理如下 : 20 而因为Polar Modulation会把AM讯号跟PM讯号分离再结合，因此PA的输出，会 同时包含振幅与相位，因此输出功率与输出相位，都会有非线性失真。特别是输 出相位，由于PM讯号是直接进入非线性PA作放大动作，因此输出相位非线性失 真的程度，会比输出功率非线性失真的程度，来得更为严重。其输出功率的失真 程度，称之为AMAM，而输出相位的失真程度，称为AMPM。Polar Modulation 技术，本身会具备既有的AMAM与AMPM失真[6]。 上图的Vapc，即Vramp，而以失真的角度而言，当然希望输出的功率与相位，与 Vramp的对应曲线，能越线性越好，如上图的Desired PA response。如此才能将非 线性失真程度降到最低。 21 Pre-distortion 因此我们必须将非线性PA既有的非线性失真，作线性化的动作。而RTR6285A在 此采用的是所谓Pre-distortion的技术，如下图 : 由上图得知，所谓的pre-distortion，便是先提供一个与PA输出特性曲线完全相 反的特性曲线，接着再合成，最后便能产生线性的输出。若将PA输出特性曲线 以函数 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 示，则pre-distortion，便是所谓的反函数。 22 前面已叙述过，CORDIC算法，会将直角坐标的IQ讯号，转化成包含振幅与相位 的极坐标向量讯号， 若量测的向量讯号，与预期理想的向量讯号不符，便会有所谓的EVM (Error Vector Magnitude)。 23 若EVM过大，则输出讯号会严重失真。 由上图可知，线性化之后，其EVM有所改善。 24 另外由上图得知，Pre-distortion不但可以改善非线性失真，同时可以提升PAE， 降低耗电流。 25 Polar Calibration 高通的 RTR6285A，在做 Polar Calibration时，手机会先发射一个 Continuous Wave 给 Agilent 8960做量测，接着 Agilent 8960会将量测结果再传回手机，即 PA的 特性曲线。 26 接着手机内部会将回传之PA特性曲线切割分段，并利用反函数方式，找出各小 段所需Pre-distortion之补偿量，再与原来之PA特性曲线合成，完成线性化的动作。 27 另外手机内部会将其回传之输出动态范围，即输出最小到输出最大之功率值，将 其 dBm转成 DAC，如此便可得知 dBm与 DAC之对应关系。因此在调 GSM Tx 的匹配时，透过 Calibration，便可知该组匹配值所能达到之硬件极限，意即 Tx Power最大能打到多少 dBm。一般而言，GSM 850/EGSM 900，最好能有 34dBm 的极限值，而 DCS 1800/PCS 1900，最好能有 31dBm的极限值。 值得注意的是，在上两张图中，第一个区块的讯号，是触发用的，与PA特性无 关，因此手机内部在做线性化时，会先将其去掉。 线性化之后，会再将其结果，利用三阶的多项式，利用Curve Fitting的算法，做 Smoothing的动作。 28 Smoothing对于EVM的performance，会有影响，未做Smoothing的EVM如下 : 做完Smoothing的EVM如下: 可看出Smoothing对于EVM，确实有改善。 而做Smoothing前，会将回传之输出动态范围外的区块讯号给去除，如此才能确 保Smoothing过程中，不会受到微弱噪声的影响，进而影响Smoothing的效果。 29 一般而言，Pre-distortion有分两种方式，多项式法与查表法，多项式法顾名思义 是利用曲线逼近的方式，求得PA特性之反函数并以多项式表示之，此多项式即 为Pre-distortion函数，因此可想见当PA本身的非线性现象越严重，势必需使用更 高阶数的多项式才得以精确反映出放大器之特性，进而正确地补偿，但相对也得 付出更多硬件资源作为代价。 查表法的操作概念则是依PA之特性取其反函数后加以切割分段，找出每小段各 自所需的Pre-distortion补偿量，完成线性化后并储存于内存中，即所谓查表法 ，简称LUT (Look up Table)，RTR6285A便是采LUT方式，将Smoothing后的结果 储存在NV中，当消费者使用手机通话时，手机内部会将其所需之功率大小，利 用反推方式，得出对应的DAC值，如此便可减少硬件运算之负荷量。 另外由下图得知，Smoothing前后，其曲线趋势几乎一致，差别只在于平滑度， 因此Smoothing并不需要高阶数的多项式，不需要额外付出更多硬件资源，所以 Smoothing便直接利用多项式法来完成。 30 而实际执行Calibration后，其结果如下: 31 再回过头谈DAC，Vramp可改变输出功率，而Vramp是由MSM发出数字讯号，透 过DAC转成的模拟控制电压，因此这便是为什么RTR6285A之AMAM与AMPM曲 线图，其横轴非一般常见的input power (dBm)，而是直接用Vramp(Vapc)，或DAC 来表示。因为当消费者使用手机通话时，可利用LUT方式，将其所需之功率大小， 反推出手机内部所对应之DAC值。 以上图为例，当手机需要32.5244 dBm的输出功率时，MSM便会发送10385的DAC 值， 32 然后透过下图MSM里头的PA DAC，将其10385的DAC值，转变成相对应的Vramp， 再透过线性稳压器，去控制Vcc，进而将输出功率，控制为32.5244 dBm。 33 另外，我们发现AMAM曲线，大约以DAC 2990为分界，在DAC 2990之前，呈现 完全的线性，而DAC 2990之后，其输出功率的变化曲线相当平缓，如之前的晶 体管曲线，这是因为，此时已进入饱和区。故一般而言，当饱和PA位于饱和区 时，其输出功率，对输入电压变化并不敏感。以RFMD的RF 3225为例，其3.4V 与4.2V的输出功率，几乎完全一致。 34 如前述，Polar Modulation之所以将AM与PM讯号分离，主要是避免AM讯号直接 经过饱和PA，产生严重且无法补偿的非线性失真，因此将AM讯号，利用 Envelope Amplifier来做放大与调变动作。而由下图可知，AM讯号是低频讯号， 故其产生的非线性AMAM失真，可透过线性化补偿回来，将失真程度降到最低。 因此在Polar Modulation中，其AMPM的失真，会比AMAM来的严重，因为PM讯 号会直接经过饱和PA，故AMPM的线性化程序，会比AMAM来的复杂。以RTR- 6285A为例，在做AMPM线性化过程时，会有一道Shift的手续，确保最后的AMPM 曲线，其最大的相位值为3，因此在下图中，其最大的相位值为3。 35 值得注意的是，若我们将下图的线性化概念， 与上图的Shift概念结合，理论上AMPM应该如下图 : 36 但由下图发现，在大约DAC 3585之前，其AMPM失真非常严重。 这主要与饱和PA之寄生电容有关。 由[6]得知，放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容，又称为米 勒电容，即Cgd。当电压极低时，其Cgd会变大。 37 上式是Cgd的容抗，当Cgd变大时，则容抗会变小，因此部分输入讯号，会直接透 过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象，导致输出讯号有严重 的相位失真，即便利用Pre-distortion技巧，也无法补偿回来。因此供给电压不宜 过低，否则不但会有严重的AMPM失真，同时也会如下图一般，因为晶体管进入 线性区，导致输出功率急遽下降，有严重的AMAM失真。 38 Reference [1] IQ讯号简介, 百度文库 [2] Introduction to differential signal, 百度文库 [3] RF3225 datasheet, RFMD [4] 天线开关模块_简介, 百度文库 [5] Passive Impedance Matching___实战大全, 百度文库 [6] A 1.75 GHz Polar Modulated CMOS RF PA, 百度文库