电力电子仿真实验报告10

重 庆 大 学 学 生 实 验 报 告 实验课程名称 开课实验室 学 院 年级 专业班 学生姓名 学 号 开课时间 至 学年第 学期 总 成 绩 教师签名 电气工程学院制 实验一：单相桥式整流电路的仿真 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 实验 1.完成电阻电感负载下单相桥式整流电路的设计，其中电源电压是频率为 50Hz、幅值为 310V 的正弦周期电压源，负载电阻为 2Ω，负载电感为 6.5mH。模拟触发角为 00、300、600时的工 作过程，并分析整流的特点和工作过程。 建立仿真模型和仿真：如图 1.1所示，是阻感负载下的晶闸管单相全桥整流电路结构： 图 1.1 阻感负载下的晶闸管单相全桥整流电路 1.1将晶闸管的触发角设置为 0o，分析触发角为 0度时单相全桥整流电路阻感负载电路输出 电压的直流分量。 打开时钟控制源 clock1和 clock2的属性编辑界面，将 clock1的 start_delay属性值设 置为 0，clock2的 start_delay属性值设置为 10m，控制晶闸管的触发角为 0o。完成上述工 作后保存这个设计。之后在 SaberSketch环境中指定当前设计；选择 Designs>Netlist>“设 计文件名”菜单，生成网表；选择 Designs>Simulate>“设计文件名”菜单，上载网表，为 仿真分析对象做好准备。 对图 1.1所示的电路进行 DC分析、时域瞬态分析和 Fourier分析，分析对象的工作点、 时域响应特征和输出电压的频谱特征。仿真结束后，在绘图界面中依次绘制时钟控制源、 v1-v0、v2、负载电流、v1、v0的信号波形，如图 1.2所示。时域瞬态分析结束后再进行 Fourier 分析，分析电路输出电压的频谱特性。在绘图界面中绘制输出电压 v2的频谱特性，利用 SaberScope的测量工具标注输出电压的直流分量和 100Hz交流分量，如图 1.3所示。 图 1.2 单相全桥整流电路阻感负载触发角为 0o时的波形 仿真结果分析： 图 1.2为时域瞬态分析结果，从图中可以看到：0s时刻电源电压 v1-v0过 0变正，此时 触发脉冲 c1为 1，c2为 0，VT1、VT4导通，晶闸管两端的电压为 0，v0的值为 0，v1的电压 波形即为电源电压的波形。负载电压 v2等于电源电压 v1-v0；VT1、TV4的导通晶闸管使 VT2、 VT3承受的反向电压等于电源电压；由于负载电感的存在，电流不能够突变，负载电流从 0 逐渐增加，其回路为：电源的 v1端->晶闸管 VT1->负载电阻->晶闸管 TV4->电源的 v0端。 0．01s时刻电源电压 v1-v0过 0变负，此时触发脉冲 c1为 0，c2从 0变 1，VT2、VT3承 受正向电压导通，晶闸管两端的电压为 0， v1从电源电压的变为 0。VT2、VT3的导通将使 VT1和 VT4承受反向电压而关断，v0的值从 0变为电源电压，其值为正；负载电压 v2等于负 的（v1-v0）；负载电流的回路为：电源的 v0端->晶闸管 VT3->负载 RL->晶闸管 TV2->电源的 v1端。 图 1.3为输出电压的频 谱特性，其中，直流分量和 二次谐波分量较为显著。直 流分量（输出电压平均值） 为 195.91V。 图 1.3单相全桥整流电路阻感负载触发角为 0o时的 Fourier分析 1.2 将晶闸管的触发角改为 30o，分析触发角为 30度时单相全桥整流电路阻感负载电路输出 电压的直流分量。 打开时钟控制源 clock1和 clock2的属性编辑界面，将 clock1的 start_delay属性值设 置为 1.6667m，clock2的 start_delay属性值设置为 11.6667m，控制晶闸管的触发角为 30o。 修改完成后，再次对设计作 DC分析、时域瞬态分析和 Fourier分析，图 1.4为时域瞬态分析 结果，图 1.5为输出电压的频谱特性。 图 1.4 单相全桥整流电路阻感负载触发角为 30o时的波形 与触发角为 0°时相比，电源电压过零变正的时刻（如 t=0ms），由于触发脉冲尚未到达， VT1~VT4均不能够导通，整流电路的负载电压和负载电流均为 0. VT1、VT4承受正向电压， 它等于输入电压的一半，因此 v0小于 0；VT2、VT3承受反向电压，它等于输入电压的一半， 因此大于 0.经过 30（即 1.6667ms）后 VT1、VT4才能导通。V0从二分之一电源电压突变为 0，v1 保持为正，并从二分之一电源电压突变为电源电压；由于负载电感的存在，电流不能 够突变，负载电流从 0逐渐增加。 当电源电压 v1-v0过 0变负时（0．01s时刻），由于电感的续流作用，这段时间内输出电 压波形出现负半周片段，如图中 10ms~11.6667ms之间区域。由于电压出现负值，相对于触发 角为 0°时的输出电压而言，此时的输出电压的平均值减小了。晶闸管 VT2、VT3 承受反向 电压变为正向电压，但触发脉冲 c2为 0，VT2、VT3不能导通；负载电流下降，这将在负载 电感的两端产生阻止电流下降的电动势，晶闸管 VT1、VT4承受的电压为这个电动势和电源 电压的和，VT1、VT4 承受的电压仍然为正向电压而保持导通。这个过程也是电源电压在过 0时刻负载电感存储能量的释放过程。如图，负载电流的值没有降为 0，电路处于连续工作模 式。 图 1.5 单相全桥整流电路阻感负载触发角为 30o时的 Fourier分析 图 1.5 为单相全桥整流电路输出电压的频谱特性，其直流分量为 170.33V，小于触发 角为 0度时的直流分量 195.91V。这是由于输出电压过零变负造成的。同时谐波分量变大。 1.3. 将晶闸管的触发角改为 60o，分析触发角为 60度时单相全桥整流电路阻感负载电路输出 电压的直流分量。 打开时钟控制源 clock1和 clock2的属性编辑界面，将 clock1的 start_delay属性值设 置为 3.3334m，clock2的 start_delay属性值设置为 13.3334m，控制晶闸管的触发角为 60o。 修改完成后，再次对设计作 DC分析、时域瞬态分析和 Fourier分析，图 1.6为时域瞬态分析 结果，图 1.7为输出电压的频谱特性。 图 1.6 单相全桥整流电路阻感负载触发角为 60o时的波形 0s时刻，电源电压过 0为正，VT1、VT4承受正向电压，但由于触发脉冲未到，不能导通； VT2、VT3承受反向电压，VT1~VT4均处于关断状态，承受的电压均为电源电压的二分之一。 0.01s时刻，电源电压过 0变负，晶闸管 VT2、VT3承受反向电压变为正向电压，但由于 触发脉冲 c2为 0，VT2、VT3不能导通；负载电感储能将使 VT1和 VT4保持导通状态。与触发 角 30o的情况不同的是，c2信号从 0变 1之前负载电感存储的能量已经释放完毕，VT2、VT3 导通前 VT1和 VT4就已关断，VT1~VT4均处于关断状态，负载电流和负载电压为 0. 整流电路工作过程中有一个时期晶闸管VT1~VT4均处于关断状态，负载电流和电压均为0， 整流电路的这种工作方式叫负载电流非连续的工作方式。 图 1.7 单相全桥整流电路阻感负载触发角为 60o时的 Fourier分析 图 1.7 为单相全桥整流电路输出电压的频谱特性，其直流分量为 119.19V，小于触发角 为 30o时的直流分量 170.33V。这是由于输出电压波形中出现负的部分造成的。所以，单相桥 式整流电路输出电压的直流分量将随晶闸管触发角的增加而减少。 2、将负载电感修改为 20mH 后模拟触发角为 00、300 、600的工作过程，并分析负载电感对单 相桥式整流电路特性的影响。分析负载电感对输出直流电压的影响，并提出消除这种影响的 方法。 如图 1.8所示，是阻感负载（L=20mH）下的晶闸管单相全桥整流电路结构： 图 1.8 阻感负载（L=20mH）下的晶闸管单相全桥整流电路 打开时钟控制源 clock1和 clock2的属性编辑界面，将 clock1的 start_delay属性值设 置为 0，clock2的 start_delay属性值设置为 10m，控制晶闸管的触发角为 0o。完成上述工 作后保存这个设计。对图 1.8所示的电路进行 DC分析、时域瞬态分析和 Fourier分析，分析 对象的工作点、时域响应特征和输出电压的频谱特征。 图 1.9 单相全桥整流电路阻感负载（L=20mH）触发角为 0o时的波形 图 1.10 单相全桥整流电路阻感负载（L=20mH）触发角为 0o时的 Fourier分析 大体的分析过程同电感 L=6.5mH的电路相同。相对于电感值为 6.5mH的电路而言，电感 为 20mH的电路续流作用更强，如图 1.9所示，负载电流输波形脉动较小，更接近一条直线。 除此之外，其他物理量与电感 L=6.5mH的电路仿真结果无明显差别。 2.2 将晶闸管的触发角改为 30o，分析触发角为 30度时单相全桥整流电路阻感负载电路输出 电压的直流分量。打开时钟控制源 clock1和 clock2的属性编辑界面，将 clock1的 start_delay属性值设置为 1.6667m，clock2的 start_delay属性值设置为 11.6667m，控制 晶闸管的触发角为 30o。修改完成后，再次对设计作 DC分析、时域瞬态分析和 Fourier分析， 图 1.11为时域瞬态分析结果，图 1.12为输出电压的频谱特性。 图 1.11 单相全桥整流电路阻感负载（L=20mH）触发角为 30o时的波形 图 1.12 单相全桥整流电路阻感负载（L=20mH）触发角为 30o时的 Fourier分析 相对于电感值为 6.5mH的电路而言，电感为 20mH的电路续流作用更强，负载电流输波 形脉动较小，更接近一条直线。除此之外，其他物理量与电感 L=6.5mH的电路仿真结果无明 显差别。 2.3. 将晶闸管的触发角改为 60o，分析触发角为 60度时单相全桥整流电路阻感负载电路输出 电压的直流分量。打开时钟控制源 clock1和 clock2的属性编辑界面，将 clock1的 start_delay属性值设置为 3.3334m，clock2的 start_delay属性值设置为 13.3334m，控制 晶闸管的触发角为 60o。修改完成后，再次对设计作 DC分析、时域瞬态分析和 Fourier分析， 图 1.13为时域瞬态分析结果，图 1.14为输出电压的频谱特性。 图 1.13 单相全桥整流电路阻感负载（L=20mH）触发角为 60o时的波形 图 1.14 单相全桥整流电路阻感负载（L=20mH）触发角为 60o时的 Fourier分析 如图 1.13所示，在负载电感为 20mH的情况下，输出电压和输出电流相对于小电感负载 下有了显著变化。L=6.5mH的电路工作在负载电流非连续状态，而 L=20mH时，负载电流断 流现象没有了，是连续的波形。这是由于大电感存储的能量更多的缘故，续流能力也更强。 0s时刻，电源电压过 0为正，VT1、VT4承受正向电压，但由于触发脉冲未到，不能导通； VT2、VT3承受反向电压，VT1~VT4均处于关断状态，承受的电压均为电源电压的二分之一。 0.01s时刻，电源电压过 0变负，晶闸管 VT2、VT3承受反向电压变为正向电压，但由于 触发脉冲 c2为 0，VT2、VT3不能导通；负载电感储能将使 VT1和 VT4保持导通状态。由于负 载电感存储有足够的能量，将使 VT1和 VT4保持导通状态直到触发脉冲 c2从 0变 1，触发 VT2、 VT3导通，此时 VT1和 VT4将会因为承受反向电压而关断，完成换流过程。 对于单相桥式整流电路而言，电源电压过 0时刻负载电感存储的能量决定了电路的工作 方式。如果下一组晶闸管导通前电感的储能还没有完全释放，则电路工作在负载电流连续的 模式；如果下一组晶闸管导通前电感的储能就已经释放完毕，则电路工作在负载电流非连续 的模式。 如图 1.14输出电压的频谱特性可知，其直流分量为 95.884V，比 L=6.5mH时，其他参数 相同的电路仿真出的输出电压直流分量 119.19V更小。这是由于大电感存储的能量更多的缘 故，续流能力也更强，导致输出电压负的更多，平均值就减小。 3、将电源电压的 phase 属性值修改为 10 后模拟触发角为 300的情况，这时应该修改元件的 那些属性值,才能够得到正确的结果。你是怎样判断得到结果的正确性。 将电源电压的 phase属性值修改为 10后模拟触发角为 300的情况如下： 图 1.15 单相全桥整流电路阻感负载触发角为 30o时的波形（电源电压 phase=10） 图 1.16 单相全桥整流电路阻感负载触发角为 30o时的 Fourier分析（电源电压 phase=10） 从时域瞬态分析结果来看，电源电压（v1-v0）的波形向左移了一点，但其他波形与没有 改变电源电压前的波形没有多大差别。于是，做 Fourier分析，由图 1.16可知，输出电压的 直流分量为 150.83V，而电源电压相位为 0时的 Fourier分析直流分量为 170.33V，此处的值 减小了。 分析过程及解决方法如下： 由于电源电压 phase属性值由 0修改为 10°，设原始电源电压的表达式 sinA tω 。改变相 位后电源电压的表达形式为： sin( )U A tω φ • = + ， 其中 2 / 2 / (20 ) 100T msω π π π= = = ；φ =10°,换算为弧度制，即 / 18π ;于是电源电压表达式 变为： 1sin(100 ) sin100 ( ) 18 1800 U A t A tππ π • = + = + 此表达式相对于原来的 sinA tω ，相当于沿着时间轴左移了 1 1 1800 1.8 s ms= ，因此，要想模拟 触发角 30°的情况，可以将时钟控制源 clock1 的 start_delay 属性值设置为 11.6667 1.11111 1.8 ms ms m− = ， 将 clock2的 start_delay属性值设置为 11.1111m。即把控制晶闸管的触发角设为 20o。 修改完成后，再次对设计作 DC分析、时域瞬态分析和 Fourier分析，图 1.17为时域瞬态分 析结果，图 1.18为输出电压的频谱特性。 图 1.17 单相全桥整流电路阻感负载触发角为 30o时的波形（修改元件属性后） 图 1.18 单相全桥整流电路阻感负载触发角为 30o时的 Fourier分析（修改元件属性后） 仿真结果波形与前面的波形完全相同，只是相位上都往左移了 10度。输出电压的直流分 量为 167.61V，之前的直流分量为 170.33V。误差为 1.6%，在允许的范围内。结果是正确的。 4、在负载中增加一 100V 的直流反电动势负载(电感保持为 6.5mH)，分析负载电流的特性。 作触发角为 00，300时的仿真分析。 仿真设计电路如下： 图 1.19 反电动势阻感负载下的晶闸管单相全桥整流电路 图 1.20 单相全桥整流电路接反电动势阻感负载触发角为 0o时的波形 如图 1.20，输出电压一直为 0，这是因为触发角为 0°时，正好在交流电源电压换向的时 刻进行触发，并且触发脉冲的脉宽不够长，在有效触发的时间段内，由于直流反电动势的绝 对值大于这一有效时间段内交流电源电压的瞬时值，因此晶闸管总是在有效触发时间段内承 受反向电压，无法导通。 图 1.21单相全桥整流电路接反电动势阻感负载触发角为 30o时的波形 和触发角为 0 度不同，因为310 sin 30 155 100V V V× = > ，所以在触发信号到达的时刻， 晶闸管承受正向电压，可以导通，因此整流电路可以正常工作。 实验二：三相半波共阴极整流电路的仿真设计实验 1. 完成三相半波共阴极整流电路的设计，输入电压源为的幅值为 310V，频率为 50Hz，负载 为阻感负载，电感值为 50mH，电阻值为 10Ω。仿真分析触发角为 30o、60o时电路的特性 和工作过程。 仿真电路图如下： 图 2.1 阻感负载时三相半波共阴极整流电路 打开时钟控制源 clocku、clockv和 clockw的属性编辑界面，将 clocku的 start_delay 属性值设置为全局变量 a，clockv的 start_delay属性值设置为 a+6.6667m，clockw的 start_delay属性值设置为 a+13.3334m. 当 a=1.6667m时，晶闸管的触发角为 0o。改变全局 变量 a的值，使 a=(1.6667m+1.6667m)=3.3334m,这等价于将晶闸管的触发角设置为 30o 。 修改完成后，对设计作 DC分析、时域瞬态分析和 Fourier分析，图 2.2为时域瞬态分析结果， 图 2.3为输出电压的频谱特性。 图 2.2 负载电感为 50mH触发角为 30o 时的仿真波形 图 2.3 负载电感为 50mH触发角为 30o 时的 Fourier分析结果 图 2.2为电路的时域瞬态分析结果。触发脉冲信号 cu为 1之前，晶闸管 VT1、VT2和 VT3 均处于关断状态，负载电压 V2和负载电流均为 0. 触发脉冲信号 cu从 0变为 1,使 VT1导通，负载电压等于 u相电压，v2从 0突变为 u相 电压；由于负载电感的存在，负载电流逐渐上升，出现上升趋势。u相电压过 0变负时，负 载电流减小，同时在电感两端产生阻止负载电流减小的反电动势，这个电动势和 u相电压共 同作用在晶闸管 VT1上，使 VT1继续承受正向电压而导通，负载电压 v2仍然等于 u相电压。 这个过程也是电感存储能量的释放过程。 v相和 w相的工作过程与 u相的工作过程相同。 图 2.3 为输出电压的频谱特征，阻感负载情况下三相半波整流电路输出的电压分中直流 分量为 218.1V，也还含有高次谐波，其中 150Hz的交流分量的幅值较大。 已知，当 a=1.6667m时，晶闸管的触发角为 0o。改变全局变量 a的值，使 a=(1.6667m+3.3333m)=5m,这等价于将晶闸管的触发角设置为 60o 。修改完成后，对设计作 DC分析、时域瞬态分析和 Fourier分析，图 2.4为时域瞬态分析结果，图 2.5为输出电压的 频谱特性。 图 2.4 负载电感为 50mH触发角为 60o 时的仿真波形 图 2.5 负载电感为 50mH触发角为 60o 时的 Fourier分析结果 图 2.4为电路的时域瞬态分析结果。触发脉冲信号 cu为 1之前，晶闸管 VT1、VT2和 VT3 均处于关断状态，负载电压 V2和负载电流均为 0. 触发脉冲信号 cu从 0变为 1,使 VT1导通，负载电压等于 u相电压，v2从 0突变为 u相 电压；由于负载电感的存在，负载电流逐渐上升，出现上升趋势。u相电压过 0变负时，负 载电流减小，同时在电感两端产生阻止负载电流减小的反电动势，这个电动势和 u相电压共 同作用在晶闸管 VT1上，使 VT1继续承受正向电压而导通，负载电压 v2仍然等于 u相电压。 这个过程也是电感存储能量的释放过程。 v相和 w相的工作过程与 u相的工作过程相同。 图 2.5 为输出电压的频谱特征，阻感负载情况下三相半波整流电路输出的电压分中直流 分量为 124.44V，比触发角为 30o 时的小。也还含有高次谐波，其中 150Hz的交流分量的幅 值最大，为 170.2V，超过了直流分量的值。 2、将负载电感的值修改为 5mH和 1H，对触发角为 600的工作过程作仿真分析，并分析负载电 感对电路特性的影响。 图 2.6 负载电感为 5mH触发角为 60o 时的仿真波形 图 2.7 负载电感为 5mH触发角为 60o 时的 Fourier分析结果 图 2.8 负载电感为 1H触发角为 60o 时的仿真波形 图 2.9 负载电感为 1H触发角为 60o 时的 Fourier分析结果 负载电感对电路特性的影响： 负载电感为 5mH与负载电感为 50mH、负载电感为 1H的情况不同的是，u相电压过 0时刻 负载电感中存储的能量较少，在 VT2导通前负载电感存储的能量就已经释放完毕，VT1因承 受反向电压而关断，负载电压 v2等于 0，负载电流为 0. v相电压和 w相电压过 0时刻的情 况也是这样的。 从负载电感为 5mH、负载电感为 50mH、负载电感为 1H的输出电压频谱特性来看，输出电 压的直流分量分别为： 142.94V、124.44V、124.95V，呈依次减小的趋势。即负载电感越大， 输出电压的直流分量越小。 晶闸管触发角为 60o 时，负载电感为 5mH，三相半波整流电路的工作方式为负载电流非连 续模式；负载电感为 50mH、1H时，电路的工作方式则为负载电流连续模式。晶闸管触发角大 于 30度时，阻感负载中电感对三相半波整流电路的工作方式有很大的影响。导通相电压过 0 变负时负载电感存储的能量决定了电路的工作方式，下一相晶闸管导通前该能量还没有完全 释放，电路的工作方式就为负载电流连续模式，否则为负载电流非连续模式。在相同条件下， 电感值越大，电感存储的能量越多，因此负载电感值可能改变整流电路的工作方式。 负载电感为 1H时，时域瞬态分析的参数设置如 右图所示，EndTime为 1，StartTime为 0，TimeStep 为 1n。Calibration标签下的参数为：MaxTrunction 为 0.005；Sample Point Density为 1；其他参数采 用默认值。 如图 2.10为负载电流波形，由于负载电感较大， 负载电流的暂态过程较长，大约 0.6s后负载电流进 入稳定状态。 放大进入稳定状态后的负载电流波形，分析电流 的特点。时间轴范围选择为：0.9-0.96s,纵坐标范围 选择为：11.9-12.5A。放大后的稳态负载电流波形如 图 2.11所示。负载电感为 1H时，三相半波整流电路的工作方式为负载电流连续模式。在图 2.11中，电流波动很小，其最大波动约为 0.5A，远小于负载电感为 50mH时的电流波动。 负载电感不仅对电路的工作方式有很大的影响，对负载电流的波动也有很大的影响，负 载电流的波动将随负载电感的增大而减小。 图 2.10 触发角为 60o 时的电感值为 1H时的负载电流波形 图 2.11 触发角为 60o 时的电感值为 1H时的负载稳态电流波形 实验三：三相桥式半控整流电路、三相全控桥式整流电路的仿真设计 1.完成三相桥式半控整流电路的设计，负载为阻感负载，电阻为 10Ω，电感为 6.5mH，输入 电源电压为 310V，频率 50Hz，选择 Y型连接，中性点接地。 图 3.1 三相桥式半控整流电路 2.分析触发角为 30°、60°时三相桥式半控整流电路的工作过程，如果增加续流支路，再次 分析触发角为 30°、60°时三相半控整流电路的工作过程。三相半控桥式电路的直流侧增加 一个 320V 直流电源。这时电路能否工作在逆变模式，如能，请作出相应的仿真波形，并说 明电路工作在逆变状态；如不能，请说明原因。 图 3.2 三相桥式半控整流电路触发角为 30°时的仿真波形 图 3.3 三相桥式半控整流电路触发角为 30°时 fourier分析 工作过程：最初时刻，晶闸管 VT1,VT3,VT5均处于关断状态，在 0s时刻负载电压和负载电流 均为 0，在 1.6667ms时电路经过 w->u的换相，u相电压最高。在 3.3334ms时触发脉冲 c1到 来 VT1导通，而此时 v相电压最低，VT1和 VD6导通，负载电流回路为：u相电源->VT1->负 载 RL->二极管 VD6->v相电源，负载电压为线电压 Vuv，二极管 VD2,VD4分别承受线电压 Vvw 和 Vuv而处于关断状态，VT3和 VT5也承受反向线电压。 在 5ms时电路经过 v->w的换相，w相电压最低，VD2承受正向电压而导通，VD4，VD6承 受反向线电压而关断；u相电压仍为最高，VT1保持导通状态，VT3和 VT5承受反向电压关断。 负载电流的回路改为：u相电源->VT1->负载 RL->二极管 VD2->w相电源，负载电压变为 Vuw。 8.3334ms时电路经过 u->v的换相，v相电压最高，VT3承受正向电压，但由于没有触发 脉冲而不能导通。u相电压虽低于 v相电压，但仍高于 w相电压，VT1继续承受正向电压导通， w相电压仍然为最低，VD2也继续承受正向电压导通，整流电路工作状态没有变化。 10ms时 c3脉冲的到来使 VT3导通，这将使 VT1承受反向线电压关断，w相电压仍然最低， VD2 保持导通。负载电流的回路改变为：v 相电源->VT3->负载 RL->二极管 VD2->w 相电源， 负载电压改变为 Vvw。 11.6667ms时，电路再次经过自然换相点 w->u,u相电压为最低电压，这将使 VD4导通， VD2关断；但 v相电压仍为最高相电压，VT3保持导通。负载电流回路改变为：v相电源->VT3-> 负载 RL->二极管 VD4->u相电源,负载电压变为 Vuv。 15ms时电路经过 v->w的换相，w相电压最高，这将使 VT5承受正向电压，但是触发脉冲 没有到来，不能导通，整流电路工作状态不变。 16.6667ms时，触发脉冲 c5到来使 VT5导通，VT3承受反向电压关断，u相电压仍然为最 低，VD4保持导通，负载电流回路改变为：w相电源->VT5->负载 RL->二极管 VD4->u相电源, 负载电压变为 Vuw。 图 3.4. 三相桥式半控整流电路触发角为 60°时的仿真波形 图 3.5. 三相桥式半控整流电路触发角为 60°时 fourier分析 工作过程：触发角为 60°是三相半控整流电路的工作过程与触发为 30°的工作方式不完全相 同，整流电路的下半桥的换相时刻仍然为自然换相点，但由于晶闸管的触发角为 60°，三相 半控整流电路的上下半桥同时换相，而在 30°时首先是下半桥换相，然后才是上半桥换相。 由图 3.3 和图 3.5 可知，对于三相半控整流电路而言，改变整流电路的触发角可以改变 其直流输出电压，触发角越大，输出的直流电压越小。 图 3.6 三相桥式半控带续流支路整流电路 图 3.7 三相桥式半控整流电路触发角为 30°时的仿真波形（增加续流支路） 图 3.8. 三相桥式半控整流电路触发角为 60°时的仿真波形（增加续流支路） 由增加续流支路前后的仿真波形和傅里叶分析可知，30°和 60°两种情况下工作过程是 一样的，原因一是 30°和 60°，负载电压都没有进入负半周期。二是一个桥臂的二极管和晶 闸管可以充当续流支路。 三相半控桥式电路的直流侧增加一个 320V直流电源。这时电路不能工作在逆变模式。因 为此时电路不满足逆变电路的条件，有半控桥的整流电路的整流电压不能出现负值。 3.将三相半控电路改为全控桥式电路，交流侧的输入电源不变，直流侧的电阻、电感和电源 保持不变。这个电路是否能够工作在逆变状态，如能，请作出相应的仿真波形，并说明电路 确实工作在逆变状态；如不能，请说明原因，并进行相应的修改后再完成逆变电路的仿真。 将三相半控电路改为全控桥式电路，交流侧的输入电源不变，直流侧的电阻、电感和电 源保持不变。这个电路仍然不是能够工作在逆变状态。原因是，电感值太小，不能让晶闸管 一直导通至负载电压在负半周，让直流电源输出功率。将电感改为 1H。 图 3.9 三相全控桥式逆变电路仿真波形 图 3.10 三相全控桥式逆变电路 Fourier分析 如图 3.10所示，逆变电路直流侧电压、电流的直流分量均不为 0，其中电流相位为 0，电 压相位为 180o，由此可知逆变电路直流侧的直流电压和电流方向相反，这也说明，逆变电路 直流侧的直流电压分量为负，逆变电路的能量从直流侧传递到交流侧。 实验四：三相方波型电压逆变器的仿真设计实验 1.完成三相方波型电压逆变器的设计。其直流侧输入电压为 300V，直流侧的电容为 1u，IGBT 采用 Motorola 公司的 mgm20n50，与 IGBT 并联的二极管也采用 Motorola 公司的 mur1560。 交流侧负载为阻感负载，电阻为 15Ω，电感为 10mH。 图 4.1 三相方波型电压逆变电路 2.如果不需要调节逆变器交流侧的输出电压，交流侧的输出频率为 50Hz，分析三相方波型电 压逆变器的工作过程。如果要求交流侧输出电压的频率为 60Hz，应该如何修改电路元件的属 性值。并得出修改后的仿真结果。 图 4.2 三相方波型电压逆变器的控制信号 图 4.3 三相方波型逆变器 IGBT的 C极电流 图 4.4 三相方波型逆变器续流二极管支路的电流 图 4.5 三相方波型逆变器的负载电压和电流波形 图 4.6 输出电压和输出电流的幅频特性 工作过程：0s至 3.3334ms期间，i均为 0，电压也为 0。 3.3334ms时刻，mc2从 0V转换为 20V，mc1和 mc2同时为高电平，IGBT1和 IGBT2导通， mc3~mc6处于关断状态。负载中性点电压为 150V，A点电压为 300V，C点电压为 0，B点电压 为 150V。 6.6667ms时刻，mc3从 0V转换为 20V，mc1、mc2、mc3同时为高电平，IGBT1和 IGBT2， IGBT3 同时处于导通，mc4~mc6 处于关断状态，IGBT4 和 IGBT5，IGBT6 同时处于关断状态， 负 载 电 流 的 回 路 为 ： 直 流 电 源 正 极 ->IGBT1->A->LloadA,RloadA->n->LloadC,RloadC->C->IGBT2-> 地 ， 直 流 电 源 正 极 ->IGBT3->B->LloadB,RloadB->n->LloadC,RloadC->C->IGBT2->地。负载中性点电压为 200V， A点电压为 300V，C点电压为 0，B点电压为 300V。 10ms时刻，mc1从 20V转换为 0V，IGBT1关断；mc4从 0V转换为 20V，但由于电感的存 在 负 载 电 流 不 能 突 变 ， IGBT4 不 能 导 通 ， A 相 负 载 电 流 的 回 路 为 ： 地 ->VD4->A->LloadA,RloadA->n->LloadC,RloadC->C->IGBT2->地，A相衰减到 0，IGBT4导通。 mc2、mc3、mc4 同时为高电平，IGBT2 和 IGBT3，IGBT4 同时处于导通，mc1、mc5、mc6 同时 为低电平，IGBT1 和 IGBT5，IGBT6 同时关断。负载电流的回路为：直流电源正极 ->IGBT3->B->LloadB,RloadB->n->LloadC,RloadC->C->IGBT2-> 地 ； 直 流 电 源 正 极 ->IGBT3->B->LloadB,RloadB->n->LloadA,RloadA->A->IGBT4->地。负载中性点电压为 100V， A点电压为 0V，C点电压为 0，B点电压为 300V。 13.3334ms时刻，mc2从 20V转换为 0V，IGBT2关断；mc5从 0V转换为 20V，但由于电感 的存在负载电流不能突变， IGBT5 不能导通， B 相负载电流的回路为：地 ->VD6->B->LloadB,RloadB->n->LloadA,RloadA->A->IGBT4->地，B相衰减到 0，IGBT5导通。 Mc3、mc4、mc5 同时为高电平，IGBT3 和 IGBT4，IGBT5 同时处于导通，mc1、mc2、mc6 同时 为低电平，IGBT1 和 IGBT2，IGBT6 同时关断。负载电流的回路为：直流电源正极 ->IGBT5->C->LloadC,RloadC->n->LloadA,RloadA->A->IGBT4-> 地 ； 直 流 电 源 正 极 ->IGBT3->B->LloadB,RloadB->n->LloadA,RloadA->A->IGBT4->地。负载中性点电压为 200V， A点电压为 0V，C点电压为 300V，B点电压为 300V。 逆变电路的工作过程将重复上述过程。 频率改变为 60Hz的方法： 60Hz时，周期= s ms ms1 1000 50= = 60 60 3 。按照 50Hz时设置参数的原则，进行如下设置： CLK1、CLK2的周期均改为 50/3m, CLK1的 start delay设置为 0，CLK2的 start_delay 改为 25/9m,SABER的 wd改为 25/3m,BUF3和 BUF4的 tplh、tphl均设置为 50/9m,BUF5和 BUF6 的 tplh、tphl均设置为 100/9m。 图 4.7 三相方波型电压逆变器的控制信号（60Hz） 图 4.8 三相方波型逆变器 IGBT的 C极电流（60Hz） 图 4.9 三相方波型逆变器续流二极管支路的电流（60Hz） 图 4.10 三相方波型逆变器的负载电压和电流波形（60Hz） 图 4.11 输出电压和输出电流的幅频特性（60Hz） 由图 4.10所示，负载电压的频率为 60Hz。图 4.11为输出电压和输出电流的幅频特性， 图中主要存在的是频率为 60Hz的分量，而且其幅值相对来说很大，也存在高次谐波，但幅值 都很小。 3. 在直流电压不变的情况下是否可以控制(改变)逆变器的输出电压(方波型)，如能，请作出 相应的仿真结果，并分析其工作过程，如不能，请说明原因。 不能控制输出电压，通过对电压型三相方波型逆变电路输出电压进行 Fourier分析。 把输出相电压 UNu 展开成 Fourier级数得： (sin sin sin sin sin )2 1 1 1 1= + 5 + 7 + 11 + 13 + 5 7 11 13 D UN Uu t t t t tω ω ω ω ω π  由此可知，相电压的幅值只和输入电压的幅值有关。