三相并网逆变器LCL滤波器的参数设计与研究

2010 年 3 月 电 工 技 术 学 报 Vol.25 No. 3 第 25 卷第 3 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Mar. 2010 三相并网逆变器 LCL 滤波器的 参数 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 与研究 刘 飞 1 查晓明 1 段善旭 2 （1. 武汉大学电气工程学院 武汉 430072 2. 华中科技大学电气与电子工程学院 武汉 430074） 摘要 在满足相同的高频滤波效果的情况下，LCL 滤波器所需的总电感值比 L 滤波器小，因 此更适于在大功率、开关频率较低的电流源控制型并网设备上应用。然而针对该类型滤波器的参 数设计不仅关系到开关频率处纹波抑制效果，同时也会影响并网电流控制器的性能。本文首先建 立 LCL 滤波器在并网模式下的谐波模型，其次研究滤波器各参数变化与纹波抑制和谐振频率之间 的变化关系，在此基础上提出在尽量节约总的电感磁心 材料 关于××同志的政审材料调查表环保先进个人材料国家普通话测试材料农民专业合作社注销四查四问剖析材料 的前提下，设计出滤波效果最优的 LCL 滤波器的参数值，同时还需要保证 LCL 滤波器的谐振频率不能太小，以免成为制约电流控制器设 计时的因素。最后通过三相并网逆变器的实验装置给出 LCL 滤波器设计 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 的实验效果。 关键词：并网逆变器 LCL 滤波器 谐振频率 谐波抑制 磁心 中图分类号：TM48 Design and Research on Parameter of LCL Filter in Three-Phase Grid-Connected Inverter Liu Fei1 Zha Xiaoming1 Duan Shanxu2 (1. WuHan University Wuhan 430072 China 2. Huazhong University of Science and Technology Wuhan 430074 China) Abstract Because LCL filter needs smaller inductance value comparing to L type filter at the same performance in harmonic suppression, it is gradually used in high-power and low-frequency current-source-controlled grid-connected converters. However design work of LCL filter parameter not only relates to switch frequency ripple attenuation, but also impacts on performance of grid-connected current controller. First of all, this paper introduces a harmonic model of LCL filter in grid-connected operation, secondly researches the variable relationship among LCL filter’s parameter and resonance frequency and high-frequency ripple attenuation. In order to achieve optimal effect under the precondition of saving inductance magnetic core of LCL filter, a reasonable design method is brought out based on above analysis. Furthermore the method can guarantee that the resonance frequency of LCL filter is not too small to impact current controller design. Finally this design method is verified by the experimental results. Keywords：Grid-connected inverter, LCL filter, resonance frequency, harmonic suppression, magnetic core 1 引言 作为电力系统能源的一种补充，新能源并网发 电将会成为未来主要的发展趋势[1-4]。然而并网逆变 器一般采用高频 PWM 调制，导致大量的高次谐波 电流进入电网，这样会对电网中其他 EMI 敏感设备 产生干扰，因此并网变换器交流侧输出滤波器的选 择与设计尤为重要。相比传统的 L 型滤波器，在相 中国博士后科学基金资助项目（20090451063）。 收稿日期 2009-01-11 改稿日期 2009-03-10 第 25 卷第 3 期 刘 飞等 三相并网逆变器 LCL 滤波器的参数设计与研究 111 同电感值的情况下，LCL 滤波器对高频谐波抑制效 果更为理想，并逐渐应用于大功率、低开关频率的 并网变换器设备，同时基于 LCL 滤波器参数设计方 法也成为新的研究点[5-7]。 尽管 LCL 滤波器滤除高次谐波效果明显，但是 LCL 滤波器的设计比较复杂。文献[5]中对 LCL 滤 波器参数的设计步骤以及限制条件做了详细的介 绍，但是这个 方法 快递客服问题件处理详细方法山木方法pdf计算方法pdf华与华方法下载八字理论方法下载 设计过程比较繁琐，同时需要多 次尝试、反复验算才能找到合适的参数，在实际的 工程应用时很不方便。文献[6]在文献[5]的基础上提 出利用谐振频率作为中间参数，推导出关于电流谐 波的衰减比例为变量的二次方程，通过对方程的求 解，可以很方便地求出滤波器的其他参数。但是首 先需要设定衰减比例系数、滤波电容以及总电感值 判断方程是否有正解，如果没有正解则需要改变以 上 3 个参数值，直到方程有正解。因此该设计方法 也是一个反复试凑求解的过程，此外如何改变设定 的 3 个参数值求解还需要进一步探讨。文献[7]中提 出的设计思路是认为变换器侧电感的主要功能是对 变换器输出电流纹波起衰减作用，因此按照纹波要 求设计变换器侧电感；而电网侧的滤波电感与滤波 电容组成一个二阶滤波器针对并网电流的开关频率 处谐波进行滤除以满足并网的要求，并没有详细地 阐明电网侧滤波电感与滤波电容如何独立设计。所 以本文基于三相并网逆变器电路拓扑首先分析 LCL 滤波器的总电感值、两个电感的比值、滤波电容值、 谐振频率以及谐波电流幅值作为参变量之间的影响 关系。在此基础上设计 LCL 滤波器的总电感值，然 后根据滤波电容与电网侧电感对高频谐波分流能力 选取合适的滤波电容值，最后通过 LCL 滤波器两个 滤波电感值的比例与谐波电流幅值的关系确定每个 电感值的大小。该方法设计原理清晰，很方便设计 出 LCL 滤波器的电感值，在充分考虑谐振频率、电 感总的阻抗压降以及系统电流闭环控制器带宽等限 制条件情况下，最终确定合适的滤波器参数。 2 并网逆变器的电路分析 2.1 主电路拓扑 图 1 所示为三相并网逆变器拓扑结构图。图 中 id 代表新能源输出直流电流，C1 代表输入直流 母线滤波电容、VT1～VT6 代表三相逆变桥的 6 个 IGBT 开关管，R1 代表滤波电感 L1 的内阻和由每 相桥臂上、下管互锁死区所引起的电压损失，R2 代表滤波电感 L2 的内阻，L1、C2、L2 组成三阶 LCL 滤波器。 图 1 三相并网逆变器拓扑结构图 Fig.1 Topology of three-phase grid-connected converter 2.2 LCL 滤波器高频滤波性能 忽略电阻 R1、R2，分别求出采用 LCL 和 L 型 滤波器的并网逆变器中并网电流 igrid 与输出电压 uinv 的函数关系式如式（1）和式（2）所示[8-11] ( ) ( )( ) ( ) grid 1 3 inv 1 2 2 1 2 1i sG s u s s L L C s L L = = + + （1） ( ) ( )( ) grid T inv T 1i sG s u s sL = = （2） 令 LT=L1+L2，利用 Matlab 绘出 L 型和 LCL 型 滤波器博德图，如图 2 所示。 图 2 相同电感值下 L 型与 LCL 型滤波器的博德图 Fig.2 Bode diagram of L and LCL filter with same inductance value 由图 2 可见，LCL 滤波器高于谐振频率时是以 −60dB/dec 衰减，而 LT 滤波器是以−20dB/dec 衰减。 因此，LCL 滤波器对高次电流谐波具有更好的衰减 效果。在低频时，两者频率响应的斜率都是 −20dB/dec。这就意味着在低频时，LCL 滤波器可以 被当作电感值为 L1+L2 的一个等效电抗器。由于两 种结构的滤波器在高频时对谐波衰减不同，因此在 同样的滤波效果的情况下，LCL 滤波器总的电抗器 值 L1+L2 要比纯电感滤波器中的电抗器值 LT 小，滤 波器的损耗也小些，正是因为这些优点，可以在大 功率设备上应用，所以 LCL 滤波器在高频 PWM 整 流、电流源型并网逆变以及并联型有源滤波的场合 112 电 工 技 术 学 报 2010 年 3 月 应用也越来越广泛[5-6,12-15]。此外在设计 LCL 滤波器 之前，先对 LCL 滤波器的性能进行详细地分析，其 次 LCL 滤波器中 L1、C2、L2 参数的变化对 LCL 滤 波器滤波效果、谐振频率的影响等问题进行研究。 3 LCL 滤波器的原理分析 基于图 3 的谐波模型，得到并网电流 i2 与并网 逆变器的桥臂输出电压 uk 之间的传递函数以 jhω 的形式表达 grid 2 2 k 1 2 2 1 2 ( j ) j ( j ) ( ) i h u h h h L L C L L ω ω ω ω −= − + + （3） 因此，由式（3）可得 LCL ( j )H hω 的表达 grid LCL 2 2 k 1 2 2 1 2 ( j ) 1( j ) ( j ) ( ) i h H h u h h h L L C L L ωω ω ω ω= = − + + （4） 图 3 LCL 滤波器在并网模式下的谐波模型 Fig.3 Harmonic model of LCL filter under gird-connected operation 由图 3 分析可得，L1 上的电流 i1 是由其阻抗 XL1 和电容 C2 支路与电网侧电感 L2 支路的并联阻抗 2 // 2C LX 共同决定的。C2 和 L2 并联支路的引入会增 大串联阻抗，但是 2 // 2C LX 并联阻抗值是有限的，所 以对 i1 的影响不大。根据电路阻抗并联原理，在开 关频率处 2 // 2C LX 的阻抗值主要是由 XC2 决定，因此 2 // 2C LX 不会太大，i1 也不会随着并联阻抗 2 // 2C LX 的 串入而减小太多，所以逆变器输出纹波的大小主要 取决于 L1 的大小。 假设并网逆变器的开关频率为 10.5kHz，因此 电压 uk 在开关频率ωs 处产生 h=10500/50=210 次的 谐波电流。另外希望 LCL 滤波器在开关频率处的衰 减为−20dB，即 1 个单位的 210 次谐波电压在并网 逆变器的输出端向电网注入 0.1个单位的谐波电流。 LCL 滤波器中电感的磁心部分通常是占整个滤 波器的大部分重量、体积和成本。因此设计滤波器 时在能够达到滤波要求的情况下尽量减少滤波器的 磁心材料。另一方面，电容的 工艺 钢结构制作工艺流程车尿素生产工艺流程自动玻璃钢生产工艺2工艺纪律检查制度q345焊接工艺规程 比较成熟，同时 滤波电容的体积比较小、成本低。因此设计 LCL 滤 波器时，在相同的滤波效果的前提下，L1 和 L2 总的 电感值和 L1+L2以及它们之间的比例关系 L1/L2以及 与电容器 C2 之间的关系值得研究。下面根据式（4）， 假设 h=210，|HLCL(jhω)|=0.1 的条件下，L1+L2、L1/L2 与 C2 之间的关系如图 4 所示。 图 4 L1+L2、L1/L2 与 C2 之间的三维关系图 Fig.4 Variation of L1+L2 vs. L1/L2 and C2 进一步分析图 4 可得，在 LCL ( j ) 0.1H hω = 即滤 波效果一定的情况下，如果滤波电容 C2 的取值大， 则导致 L1+L2 的电感取值小，从而节省磁心材料， 进而导致 L1/L2 的比值很大，反之亦然。此外还可以 通过图 4 看出，当电容 C2 的取值很小时，L1/L2 的 变化对 L1+L2 的取值影响不大；而电容 C2 的取值比 较大时，L1/L2 的变化对 L1+L2 的取值影响比较明显。 当 L1+L2 的取值一定时，根据 LCL 滤波器的谐 振角频率的计算公式 ( )res 1 2 1 2 2L L L L Cω = + 可以得 出ωres、L1/L2 与 C2 之间的三维关系如图 5 所示。 图 5 ωres、L1/L2 与 C2 之间的三维关系图 Fig.5 Resonant frequency ωres vs. L1/L2 and C2 由图 5 可以看出，当 L1/L2 取值一定时，电容 C2 的取值越大，LCL 滤波器的谐振频率ωres 越小； 同理当 C2 取值一定时，L1/L2 取值越小，LCL 滤波 器的谐振频率ωres 越小。当 LCL 滤波器的谐振频率 ωres 很小时，谐振峰会导致中低频电流谐波幅值增 大，为了达到国际和国内相关并网谐波电流抑制标 准，必然会对控制器的设计提出更高的要求。 进一步分析，当 L1+L2 的取值一定时，假如开 第 25 卷第 3 期 刘 飞等 三相并网逆变器 LCL 滤波器的参数设计与研究 113 关频率处 h=210 时的谐波电压 uh=210=1 时，根据式 （3）以及 i1和 igrid之间的传递函数为 i1=(1+L2C2s2)igrid， 可以作出流过电感 L1 的谐波电流幅值 |i1(jhω)|与 L1/L2 和 C2 之间的三维关系图，如图 6 所示。 (a) (b) (c) 图 6 |i1(jhω)|、L1/L2 与 C2 之间的关系图 Fig.6 |i1(jhω)| in L1 vs. L1/L2 and C2 with Vh=210=1 从图 6b 可以看出，当 L1/L2 比值一定时，滤波 电容 C2取值逐渐变大到 2µF时，|i1(jhω)|达到最大值， 这是因为此时 LCL 滤波器的取值，其谐振频率恰好 在开关频率处即 10.5kHz，但随着滤波电容 C2 继续 增大，电感 L1 的谐波电流幅值|i1(jhω)|越小，这说明 L1、L2 取值一定时，电容 C2 取值越大，电感 L1 对谐 波抑制效果越好。如图 6c所示当电容 C2取值一定时， L1/L2 比值越大，电感 L1 的谐波电流幅值|i1(jhω)|越 小，L1/L2 比值在 0～1 之间这种趋势最明显；L1/L2 比值越大此时 LCL 滤波器中电感 L1 对开关频率处的 谐波抑制作用最明显，滤波性能更加接近单 L 滤波 器；但是 L1/L2 比值越大，电感 L1 的磁心也越大，对 节约磁心材料不利，而且 L1/L2 比值在大于 7.5 以后， 谐波电流幅值|i1(jhω)|又开始有变大的趋势，因此由 图 6b 和图 6c 分析可得，当电容 C2 和 L1+L2 的取值 一定时，为了使电感 L1的谐波电流幅值|i1(jhω)|最小， L1/L2 的比值取 3～7 之间比较合适。 图 7 描述的是当 L1+L2 的取值一定，同时开关 频率处的谐波电压 Vh=210=1 时，h=210 次的谐波电 流幅值|igrid(jhω)|与 L1/L2 和 C2 之间的三维关系图。 (a) (b) (c) 图 7 |igrid(jhω)|、L1/L2 与 C2 之间的三维关系图 Fig.7 |igrid(jhω)| in L2 vs. L1/L2 and C2 with Vh=210=1 114 电 工 技 术 学 报 2010 年 3 月 由图 7b 可以看出，当 L1/L2 比值一定时，滤波 电容 C2 取值逐渐变大到 2µF 时，|igrid(jhω)|达到最 大值，与图 6b 同理，因为此时 LCL 滤波器的取值 其谐振频率恰好在开关频率处，即 10.5kHz，但随 着滤波电容 C2 继续增大，电感 L2 的谐波电流幅值 |igrid(jhω)|越小，这说明 L1、L2 取值一定时，电容 C2 取值越大，电感 L2 对并网电流谐波抑制效果越 好。 由图 7c 可以看出，当滤波电容 C2 取值一定时， L1/L2=1 时谐波电流幅值 |igrid(jhω)|最小；而随着 L1/L2 变大，谐波电流幅值 |igrid(jhω)|逐渐增大，单从 这一点看，当电容 C2 和 L1+L2 的取值一定以及 L1=L2 时，LCL 滤波器对并网电流谐波抑制效果最 好。但是如图 5 分析可得，电容 C2 和 L1+L2 的取 值一定，当 L1/L2=1 时 LCL 滤波器的谐振频率ωres 也是最小，对电流控制器的设计要求更高，这样也 成为制约电流控制器设计的一个因素。 综上所述，根据图 4～图 7 的分析可以得出 LCL 滤波器中电感 L1 与电感 L2 的比值选取 4～6 之间比 较合适，同时滤波电容 C2 的值可以考虑适当取大一 点以节约电感磁心材料。 4 滤波器的设计要求 基于第 3 节的分析，在尽量节约总的电感磁心 材料的前提下，设计出滤波效果最优的 LCL 滤波器 的参数值，同时还需要保证 LCL 滤波器的谐振频率 不能太小，以免成为制约电流控制器设计时的因素。 综合文献[5-7]中针对 LCL 滤波器的参数设计时限 制条件介绍如下： （1）LCL 滤波器总的电感所产生的阻抗压降 小于正常额定工作情况下电网电压的 10%。 （2）为了不使 LCL 滤波器的谐振峰出现在低 频或高频段，所以设计 LCL 滤波器的谐振频率 1 2 res 1 2 2 1 2 L Lf L L C += π 时，应该大于电网频率的 10 倍， 小于开关频率的 1/2，即 10f1＜fres＜fsw/2。 （3）为了对开关频率纹波分量进行分流，以使 高频分量尽可能多地从电容支路流过，设计时必须 保证 2 2C LX X� ，其中 XC2 和 XL2 是开关频率下的阻 抗值，在这里可以取 2 1 10C X ⎛= ⎜⎝ ～ 2 1 5 L X⎞⎟⎠ （5） XC2 取值太大，开关频率纹波高频分量从电容 支路分流不够，使更多的高频谐波电流进入电网； XC2 取值太小，滤波电容的取值就会变大，这样会 导致更多的无功电流流入滤波电容，进而使逆变器 输出电流增大影响系统的损耗。此外，为了避免并 网逆变器的功率因数的过度降低，一般滤波电容吸 收的基波无功功率不能大于系统额定有功功率的 5%[6]。因此可得 2 2 1 m3 2 PC f E λ × π≤ （6） 式中 P——并网逆变器输出的额定有功功率； Em——电网相电压有效值； f1——电网基波频率； λ——滤波电容吸收的基波无功功率所占 P 的比例。 5 实验结果分析 为了验证理论分析，搭建三相并网逆变器实验 采用三相全桥逆变器，额定有功功率 P=5kW，开 关频率 fsw=10.5kHz，电网线电压有效值为 380V， 直流电压为 700V，相电流的峰值 Imp=10.7A。允许 的纹波电流最大值为相电流峰值的 20%，根据纹波 限制条件计算逆变器侧电感 L1 的参数值 [7,15]，本文 参数选取为： L1=5.5mH， L1/L2=5， L2=1.0mH， C2=20µF。 如图 8所示的 ABC三相并网电流与电网电压实 验波形，可以看出由于采用 LCL 滤波器，抑制并网 逆变器开关频率处的纹波效果明显，电流波形正弦 度很好。这一点可以通过图 9 所示的 A 相并网电流 的谐波频谱分析图加以证明，从 22 次谐波电流开 始，高频谐波电流几乎完全被滤除，且并网电流总 THD 仅为 1.012%。 图 8 三相并网电流实验波形 Fig.8 Experimental waveforms of grid-connected current 第 25 卷第 3 期 刘 飞等 三相并网逆变器 LCL 滤波器的参数设计与研究 115 图 9 A 相的并网电流谐波分析 Fig.9 Harmonic analysis of grid-connected current 6 结论 本文基于 LCL 滤波器并网模式下的谐波数学 模型分析滤波器各参数以及 L1+L2、L1/L2 与纹波抑 制和谐振频率之间的变化关系，得出在尽量节约总 的电感磁心材料的条件下 L1/L2 的合适取值以及滤 波电容的取值范围，同时还需要保证 LCL 滤波器的 谐振频率不能太小，以免成为制约电流控制器设计 时的因素。最后通过三相并网逆变器的实验平台实 现电流源控制的并网运行，并验证了本文提出的 LCL 滤波器的参数设计方案的实用性和可行性。 参考文献 [1] 张强，刘建政，李国杰 . 单相光伏并网逆变器瞬时 电流检测与补偿控制 [J]. 电力系统自动化 , 2007, 31(10): 50-54. 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Power Electronics, 2004, 38(6): 16-19. 作者简介 刘 飞 男，1977 年生，博士后，主要研究方向为电力电子装置 及其电力电能质量控制、光伏并网发电系统综合控制技术。 查晓明 男，1967 年生，教授，主要研究方向为电力电子装置及 其电力电能质量控制、高压电动机驱动、新能源及微电网技术。 《电气制造》风电设备专刊征稿启事 《电气制造》杂志是国家正式出版物，由机械工业信息研究院（即机械工业出版社）主办，国内外正 式公开出版发行的科技期刊。杂志以“关注制造过程，传播制造技术”为宗旨，全面关注电气制造业的市 场动态、设计研发、生产制造、检验检测、安全认证等方面的实用技术和成功经验。 风力发电设备及相关技术是《电气制造》杂志重点关注的另外一个重要领域。《电气制造》杂志特向研 究院所、高等院校和企业的专家和技术人员征集以下内容稿件： （1）国际风电利用的现状及发展前景、中国风电利用的现状及规划、风电发展建议和思路。 （2）风电设备的布局技术和新技术。 （3）并网型风力发电与电网比例的发展趋势及相关技术，风电场接入系统技术研究，风电场电气设备 使用维护方法和经验，风电场运行中发电设备常见故障分析。 （4）风电设备的材料选用、结构设计、工艺要求及控制系统等方面的先进理念、产品、技术和经验。 （5）风力发电设备各部件（如风轮、机舱、塔架、传动系统、偏航系统、液压系统与制动系统、发电 机、控制与安全系统等）在设计制造过程中的优化方法、关键技术和方案设计。 （6）信息化软件产品、监测系统等在风力发电机组设计、制造、安装过程中的应用。 （7）上游供应商的产品、技术在风力发电设备制造企业的成功应用案例。 征稿要求如下： （1）所投稿件未在全国公开出版发行的刊物上发表过。 （2）稿件要求论点鲜明，内容新颖实用、技术先进、实用性强、数据可靠，文字简洁、结构严谨、通 顺易懂，并且提供与文章内容相关的照片和图片。 （3）稿件字数在 2000～5000 字（包括插图和表格等），特殊稿件另议。 （4）文章末尾处须注明：作者的真实姓名、工作单位、详细通信地址、邮政编码、联系电话、E-mail 等联系方式。 联系方式 联系人：《电气制造》编辑部 朱 历 E-mail：welcomebj@126.com 地 址：北京市百万庄大街 22 号电气时代杂志社《电气制造》编辑部（100037） 电 话：010-88379056 传 真：010-68994786