LDO稳定性分析

第二章关键技术分析及系统设计11(1)提高误差放大器的增益；(2)提高基准电压的精度；(3)匹配反馈电阻；(4)在不增加过多成本的前提下适当增加器件尺寸或采用共源共栅结构。§2.2负载瞬态响应分析随着各类低压、大负载、高速数字电路的高速发展，我们所设计的LDO也需要适应客户的应用需要，响应速度更加快速化。对于数字应用的环境，由于数字电路开关转换，供电的电源就会经常发生负载阶跃变化，负载的快速变化会使稳压器输出产生一个瞬态脉冲，这对大部分数字电路来说是较难接受的，因此降低LDO线性稳压器的负载瞬态响应脉冲，提高瞬态响应速度是非常重要的和关键的。图2.1给出了LDO负载瞬态响应的典型波形图[6]。 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 征瞬态响应时间的为Δt1和Δt3,Δt2和Δt4则表征建立时间。Δt1表示为：srpasssrIVCtc1c11BW1BW1t(2-7)其中，BWcl为系统的闭环带宽，Cpass为传输管的栅极寄生电容，tsr和Isr分别为传输管栅极驱动信号的压摆时间和压摆限制电流，ΔV为输出电压变化值。Δt3同样反比于系统的闭环带宽，但它不受压摆电流的限制。为了减小Δt1和Δt3，需要增加系统的带宽和驱动栅极的压摆电流。建立时间Δt2由开环频率响应的相位裕度决定，Δt4由反馈电阻的电流决定。当输出负载阶跃变化时，传统稳压器输出会产生上冲和下冲，该上冲和下冲一方面可以代表负载瞬态响应的速度，同时直接影响输出电压的精度。当输出电流从0跳变到最大输出电流IO(MAX)，那么输出最大下降脉冲值ΔVTR：ESRMAXOOUTMAXOESROUTMAXOTRRItCIVtCIV)(1)(1)((2-8)由式(2-8)可以看出，影响下冲的因素主要是输出电容值、最大负载电流值、瞬态响应的时间和输出电容的等效串联电阻值。在LDO线性稳压器中，主要由系统的闭环带宽、输出电容值、输出电容的等效串联电阻(ESR)和负载电流这几个因素决定由负载电流突然变化引起输出电压的响应时间。下面对LDO的稳定性、输出电压精度、静态电流和负载瞬态响应速度的关系进行分析。LDO的稳定性受到相位裕度的影响，高增益和宽带宽会削弱环路得稳定性，而快速负载瞬态响应则要求宽的带宽，因此环路稳定性与负载瞬VOUT0Δt1V(v)Δt2Time(s)ΔVTRΔt4Δt3IOUT图2.1LDO负载瞬态响应典型波形大负载超快速负载瞬态响应低漏失CMOS线性稳压器12态响应是矛盾的关系。环路稳定性与输出电容及等效串联电阻有直接关系，输出电容与输出阻抗形成一个极点，在小负载应用中一般为主极点，输出电容等效串联电阻与输出电容形成的ESR零点也会影响到环路的稳定性。在采用小ESR陶瓷电容时，该零点会远离单位增益带宽，对稳定性影响变小。大输出电容会将输出极点推向原点，减小环路的带宽，提高环路稳定性，但这也减小了负载瞬态响应的速度。而输出精度要求小的ΔVTR，这就要求大的输出电容，这也减小了环路负载瞬态响应的速度，因此输出精度与负载瞬态响应也是矛盾的关系。而且静态电流必然导致压摆电流的减小，进而缩小了瞬态响应的速度。因此，在获得低静态电流的同时必然会衰减负载瞬态响应速度。提高瞬态响应的方法一般是通过增加静态电流来实现；或者是采用双环路结构，通过增加一个快速响应的前馈通路来实现[14]。这两种结构往往是以牺牲效率为代价而且取得稳定性的电路也很复杂。还有一种方法是通过增加buffer来提高瞬态响应速度。buffer结构通常是一个源极跟随器[15]，但这种结构会减小功率管栅极的共模驱动范围因此减小了信噪比。为了能够获得足够大的负载范围，buffer级一般需要轨对轨的运算放大器实现，这就增加了系统的电路难度与复杂度。还有一种方法就是增加一个作为单位增益配置的非buffer结构的运算放大器，这个单位增益配置的buffer的输出阻抗就可以是运算放大器输出阻抗除以环路的增益，这样小的输出阻抗就会在功率管栅极产生小的时间常数，可以保证功率管栅极快速充放电，完成快速响应[16]。综合以上的分析可以得出，负载瞬态响应需要折中环路稳定性、输出电压精度和静态电流，在获得快速负载瞬态响应的同时要达到高输出精度和低静态电流是很艰巨的任务。§2.3稳定性分析2.3.1传统LDO稳压器的稳定性分析及补偿方法任何一个闭环系统都存在环路稳定性问题，作为负反馈系统的LDO当然也不例外。图2.2所示为传统LDO小信号架构，影响系统稳定性的主要因素有：误差放大器、调整管、反馈电阻网络、输出电容及其等效串联电阻(ESR)、输出负载、旁路电容等。由于该LDO的架构可以看成两级运放的架构，我们计算开环增益为[17]:gm1-+VREFFBVFBRF1C1RF2RESRRLR1CLVoutVINEAMPgmpZo1Zo2图2.2LDO稳压器的典型结构第二章关键技术分析及系统设计13ompomFFFvvFFFREFFBREFFBvZgZgRRRAARRRVVVVVVA1121221212outout(2-9)其中gm1为误差放大器的跨导，Zo1为误差放大器的输出阻抗，gmp为调整管的跨导，Zo为输出级的输出阻抗。11111111//CSRRSCRZo(2-10)R1和C1分别为误差放大器输出端的等效电阻和寄生电容。LLESRoRSCRZZ//)1//(2o(2-11)Zo2为输出级向LDO内部看进去的输出阻抗，该阻抗可以表示为功率管输出阻抗Ro_pass与反馈电阻的并联：)//(21pass_o2FFoRRRZ(2-12)由于Ro_pass远小于反馈，因此pass_o2oRZ。综合式(2-10)、(2-11)代入(2-12)整理得：SCRRSCRRRZLESRLESRLpasso)(1)1(//_o(2-13)因此产生的零极点分别为：LLMpassoCRRp)//(21_1(2-14)11221RCp(2-15)ESRLRCz211(2-16)图2.3给出了LDO稳压器系统典型的频率响应曲线，极点Pb由输出级寄生电容Cb产生，其表达式可以表示为：bESRbESRdsbCRCRRP21)||(21(2-17)由于较小的等效串联电阻和寄生电容，该极点一般都远离单位增益带宽，对环路稳定性没有太大的影响。从负反馈系统理论可以得出，如果一个系统中存在两个极点和一个零点，零点可以补偿其中的一个极点，这个系统就是稳定的系统。因此，采用输出电容ESR产生的零点补偿内部的极点成了一段时间内LDO的补偿方法[18]。由于使用该补偿方法需要Gainfp1p2z1pb图2.3LDO稳压器的频率响应大负载超快速负载瞬态响应低漏失CMOS线性稳压器14输出电容的ESR必须在我们所需要的电阻范围内，因此对使用的输出电容有更高的要求[18]。因此，具有稳定ESR值且适合我们使用的就是钽电容。但是，随着LDO向低成本和小尺寸的发展，这种补偿方法逐渐被淘汰，取而代之的是Miller补偿[19],[20],[21]。图2.4所示为传统的快速负载瞬态响应LDO的Miller补偿方式小信号分析图。图中的RC、CC分别为调零电阻和Miller电容，在不考虑输出电容等效串联电阻产生的零点的情况下，系统的传输函数如下：)/1)(/1()/1()(2110ppzsssAsH(2-18)))//(//(A2121210FFLOOmmRRRRRgg(2-19)COOmpCRRg21211(2-20)LmpCg22(2-21))/1(121CmczRgC(2-22)单位增益带宽cmCgGBW1(2-23)为保证系统稳定，必须保证ωp2>>ωp1，但是，当负载电流增大时，第二级的增益gm2Ro降低，密勒效应减弱，ωp1向ωp2靠近，系统容易出现不稳定。为了保证大负载下的稳定，Cc需要加大，这将导致系统带宽的降低同时导致芯片面积的增加，同时导致系统的负载瞬态响应的降低。随着补偿技术的发展，随后出现的动态补偿技术[22],[23]和最近提出的自适应buffergm2gm1REFVFBRO1CO1RO2RF1RF2CLRLCCRCVO图2.4传统快速负载瞬态LDO补偿方式第二章关键技术分析及系统设计15Miller补偿技术[22]-[25]克服了不同负载应用下的环路的稳定性问题，而且取得了很好的效果，而且对300mA左右的中等负载应用场合效果明显。但是此种补偿方式使得负载瞬态响应变差，低压大负载应用中该自适应补偿零点会消失，无法保证系统的稳定。因此，我们需要一种新型结构的LDO来解决大负载、低电源应用下LDO的稳定和快速响应。2.3.2XD0117补偿 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针对高精度、大负载、快速负载瞬态响应应用的数字系统，这就要求所设计的LDO要有高增益、宽带宽。对误差放大器而言，高的增益更加容易导致环路的不稳定，大负载应用会导致环路输出极点的大范围变化，这又加剧了环路的不稳定性。同时大负载意味着需要更多的功率管来提供负载电流，大量的功率管就会导致其栅极寄生电容加大。因此误差放大器输出级的高阻抗点与功率管栅极大的寄生电容必然会产生低频的极点。而前面所述的无论是ESR补偿还是传统的Miller补偿还是现如今提到的自适应补偿，在大负载、快速负载瞬态响应、需要高精度输出和低成本制约的情况下都没法保证环路的稳定性。高增益的获得通常是通过共源共栅或者通过反馈增大输出阻抗获得的，然而高的输出阻抗与大的寄生电容很容易产生低频的极点，这对于环路稳定性和宽带宽的获得是不利的。当然，我们也可以通过增加环路的跨导来增加增益，以PMOS器件为例，跨导表达式如下：DmpILWgoxpC2(2-24)μp与Cox都是由工艺本身决定的。为了获得大的跨导，我们可以增加器件的宽长比或者增加电流，前者会增加芯片的面积，增加设计的成本；后者会增加芯片的功耗。因此跨导的增加需要折中成本与功耗的矛盾。XD0117的误差放大器采用电流镜作为架构会合理地避开高阻点，将误差放大器输出级产生的寄生极点推向高频，使整个系统成为仅仅由输出极点控制的单极点系统，保证了环路的稳定性。通过高跨导获得的高增益取得了好的输出精度，同时也拓宽了系统的带宽，提高了负载瞬态响应的速度，电流镜本身的低阻抗和大电流也将减轻负载瞬态响应影响因素中的压摆限制电流的影响，使瞬态响应更好。图2.5所示为XD0117采用的新颖的LDO结构的小信号分析图。gmH和gmL分别为通过电流镜镜像产生的跨导级，由于模块gmH和gmL没有高阻抗点，避免系统带宽内产生额外的极点，使整个系统构成为一个单极点系统，保证了系统的稳定性。同时低的输出阻抗也起到了buffer级的隔离作用，提高了系统的负载瞬态响应的速度。高Gm值保证了高电源精度的要求。IQ_Control部分通过一个电流求和单元和两个电流相减单元来控制classAB级的输出级静态电流，保证了输出级电流的稳定。大负载超快速负载瞬态响应低漏失CMOS线性稳压器16图2.5中gmH为拉出电流时误差放大器等效跨导，Ro1H为拉出电流时误差放大器等效输出阻抗，Co1H为传输管MpassH栅极对地等效电容。gmL为拉出电流时误差放大器等效跨导，Ro1L为拉出电流时误差放大器等效输出阻抗，Co1L为传输管MpassL对地等效电容，Ro为该LDO的输出阻抗，RESR为输出电容的等效串联电阻，CL为输出电容，RL为负载电阻。使用文献[17]的计算方法由图可得，在拉出电流时系统的传输函数为：)1)()//(1()1()0()(11HOHOLLOLESRHCsRCRRsCsRAsH(2-25)其中：11(0)(//)1(//)1(//)HmHOHmpassHOLmHOHmpassHLmpassHmbpassHLmpassHmbpassHAgRgRRgRgRggGmHRgg(2-26)LLOCRRp)//(211(2-27)HOHOCRp11221(2-28)LESRCRz211(2-29)其中，AH(0)为拉出电流时系统的开环低频增益，GmH为拉出电流时LDO的等效跨导，P1为输出级产生的极点，P2为传输管栅极产生的极点，Z1为输出电容ESRVREFROCLRLVOVORESRVINMmpassHMmpassLIQ_ControlVOUT12VOUT22VINComp1Mirror1Comp2Mirror2SumSub1Sub2gmLCO1HRO1HRO1LCO1LVCCgmHVREF图2.5XD0117补偿架构小信号模型第二章关键技术分析及系统设计17产生的零点。其中，P1为主极点，其值与输出电容和负载、输出阻抗相关，P2为传输管栅极产生的极点，对于拉出电流的情况，由于MpassH为源极输出，减弱了Miller效应，所以CO1H的值比较小，使P2远离系统单位增益带宽。而输出电容等效串联电阻(ESR)产生的零点Z1在采用低ESR的陶瓷电容时也可以远离带宽。所以在带宽内只有输出单极点。灌入电流与拉出电流时环路结构类似，主极点为输出极点，其他寄生次极点及输出ESR零点均远离单位增益带宽，对系统稳定性没有影响。因此，无论灌入电流、拉出电流还是轻载的情况，系统都作为一个通过Gm控制的新颖的单极点LDO，对于不同的负载情况，系统可以维持稳定而且可以得到比较高的相位裕度。其单位增益带宽仅仅由系统的输出电容和Gm来决定，即LCGm2GBW(2-30)