雷达手册第3版(中文)_第4章_脉冲多普勒(PD)雷达

第 4 章脉冲多普勒 (PD) 霄达 4.1 特性和应用 脉冲多普勒雷达最主要的好处在于其具有在大幅度杂波背景下检测出小幅度运动目标的 能力。 撞撞 依靠多普勒效应提高检测目标能力的雷达称为多普勒雷达[1]。当雷达和目标之间存在相 对径向距离变化率或相对径向速度时，多普勒效应就表现出来。当雷达发射的信号被具有径 向速度的目标反射后，则目标回波信号的载频相对于雷达发射载频发生了偏移。对于单基地 雷达而言(即发射机和接收机在一个地方)，雷达信号的往返距离是发射机与目标之间距离 的两倍。多普勒频移儿是雷达载波波长λ 、雷达与目标间相对径向速度(径向距离变化率〉 Vre1ative 的函数，表述为儿 =-2几'lative/λ ，此处λ =c//是波长 c 是光速，/是载频。当目标 远离雷达运动时，相对径向速度或径向距离变化率，定义为正值，因此这时多普勒频移是 负值。 多普勒雷达可以是连续波 CCW) ①雷达，也可以是脉冲雷达。连续波雷达仅观测目标反 射信号载频相对于发射信号的多普勒频移。而脉冲系统通过使用一串具有固定或确知载频相 位关系的射频相参脉冲串测量多普勒频移。相参性将脉冲串的频谱能量集中在以脉冲重复 频率 CPRF) 为间隔的离散谱线上。正是这种间隔分布的谱线结构允许进行多普勒频移的 测量。 利用脉冲发射的多普勒雷达比连续波雷达要复杂得多，但它具有突出的优点。最主要的 就是接收机中的时间波门。时间波门能够消隐发射机的直接泄漏以防止其漏入并损坏接收 机，从而发射和接收能共用一部天线。然而共用天线不适用于 CW 雷达，因为这要求收发之 间有满足不了的隔离度。脉冲雷达也能使用距离波门，这是一种特殊形式的时间波门，它将 脉冲间的时间段分成单元或距离披门。每个单元的时间跨度通常小于或等于发射脉冲带宽的 倒数。距离波门能减少与目标回波竞争的过多的接收机噪声，并实现脉冲延时测距(测量发 射脉冲和接收回波信号间的时间〉。 发射脉冲信号的多普勒雷达历史上分类为动目标显示 CMTI)雷达或脉神多普勒雷达。 MTI 一般通过设置滤波器阻带对准强杂波集中的谱区来过滤相参脉冲串的回波信号，从而实 现杂波抑制。具有多普勒频移位于阻带外的运动目标回波，则通过滤波器后进行检测处理。 另一方面，脉冲多普勒雷达则通过在感兴趣多普勒频带外抑制杂波回波和其他回波而对感兴 趣多普勒频带内的目标则进行分辨和增强。上述功能一般是用一组接续的多普勒滤波器来实 现的。这个滤波器组形成子相参脉冲串的两根谱线之间，其中一根谱线是脉冲串频谱的中心 ①为便利读者，在本章末有一个本章中所定义的缩写词表。 • 134. 雷达手册(第二版) 线。距离选通位于多普勒滤波器组之前。每一个多普勒滤波器的带宽反比于经处理后形成 多普勒滤波器组的相参脉冲串的持续时间。上述的处理形成对整个接收脉冲串的匹配滤波 器[2 ， 3] 。 MTI 和脉冲多普勒雷达具有下列共同的特点: (1)相参发射和接收，即发射脉冲和接收机本振都与一个高稳定的自由运行的振荡器信 号同步: (2) 通过相参处理抑制主瓣杂波，以提高目标的检测能力和帮助进行目标识别或分类。 MTI 雷达也可用多普勒滤波器组来实现，这样就将历史上的对 MTI 和脉冲多普勒雷达的 描述混淆了。因此本书将定义 MTI 雷达为低重频，在雷达的 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 测距范围内能实现不模糊脉 冲延时测距的雷达。不模糊距离凡为 c/(2儿) ，在此 C 是光速 ， fR是 P盯。 P盯导致在距 离测量范围内存在距离模糊的雷达称为脉冲多普勒雷达，本章主要讨论脉冲多普勒 (PD) 雷达。 撞撞 脉冲多普勒技术主要应用于需要在强杂波背景下检测出运动目标的雷达系统中。表 4.1 列举了其典型的应用和要求[4~12]。本章主要介绍机载 PD 雷达，尽管基本原理对于地基 PD 雷达来说也是适用的。在此仅考虑单基地雷达。 表 4.1 PD 的典型应用和要求 雷达应用 要 求 机载或星载监视 探测距离远:距离数据精确 机载截击或火控 中等探测距离:距离、速度、角度数据精确 地面上监视 中等探测距离:距离数据精确 战场监视(低速目标检测) 中等探测距离;距离和速度数据精确 导弹寻的头 探测距离近:速度、角度变化率数据精确;有可能无需真实的距离信息 地面武器控制 探测距离近;距离和速度数据精确 气象 速度分辨力高 导弹告警 探测距离近:非常低的虚警率 利用多普勒效应的脉冲雷达通常分为三类:低、中、高重频 PD 雷达。低 P盯雷达指的 是感兴趣的探测距离不模糊而径向速度(多普勒频率)通常高度模糊的雷达。同上所述，这 类雷达称为动目标显示 (MTI) 雷达。尽管 MTI 雷达和 PD 雷达的工作原理是相同的，但通 常并不把它列入 PD 雷达之中[13] 。 与低 P盯雷达相反的是高 P盯雷达，它能实现在感兴趣径向速度范围内不模糊多普勒 测量，但通常在距离上高度模糊。中 P盯雷达在距离及多普勒上都是模糊的[l4~17]。中、高 重频的混合使用，通称高-中 P盯雷达(下文中将讨论)，其特征为在感兴趣径向速度段内仅 有一重速度模糊。就本章而言，脉冲多普勒雷达是对处于中 P盯至高 P盯频段内的任何重 频、在相参处理过程中都存在距离模糊的雷达。 第 4章脉冲多普勒 (PD) 雷达 • 135. MTI 和 PD 雷达的对比见表 4.2 0 下表针对设计成检测另一架飞机的应用场合。上文中没 有定义的术语将在本章的下文中定义。这种应用通常称为空一空应用。 表 4.2 空-空 MTI 雷达和 PD 雷达的比较 优 点 缺 点 虽PRF (1)根据距离可区分目标和杂波: (1)多重盲速: MTI (2) 前端灵敏度时间控制 STC 抑制近距 (2) 通常不能测量目标的径向速度: 距离不模糊 离副瓣杂波，将降低对动态范围的要求 (3)对地面运动目标抑制能力低 速度模糊 史PRF (1)对目标的所有情况都有良好的性能: (1)副瓣杂波可限制雷达性能: 脉冲多普勒体制 (2) 有良好的地面动目标抑制能力: (2) 要求解模糊: 距离模糊 (3)可以测量目标的径向速度: (3)必需低天线副瓣: 多普勒模糊 (4) 距离遮挡比高 P盯时小 (4) 要求对离散地面目标副瓣回波的抑制 直PRF (1)检测高径向速度目标仅受热噪声限 (1)低径向速度目标检测能力有限: 脉神多曾唱b体制 制; (2) 有距离遮挡; 距离模糊 (2) 唯一的多普勒盲区在零速: (3)高度距离模糊，不能利用脉冲延时测 多普勒不模糊 (3)有良好的地面动目标抑制能力: 距: (4) 可以测量目标的径向速度 (4) 由于有距离折叠，因此要求稳定性高 表 4.3列举了使用不同脉冲多普勒波形的 X 波段机载火控雷达典型的 P盯频段及对应的 发射占空比(发射脉冲宽度和脉冲之间间隔的比例)。记住:雷达的工作载频、所要求的探 测距离及速度覆盖，共同决定一个 P盯算是中、高一中或高的。另外，现代的多功能雷达一 般采用多种 P盯中的多种波形来完成各种任务。 表 4.3 X 波段 C10GHz) 机载火控雷达的典型参数 脉冲多普勒波形 PRF 发射占空比 中 P盯 lO~40kHz 5%~lO% 高-中 PRF 60~lOOkHz 1O%~20% 高 PRF 120~300挝Iz 15%~50% 黯部据瞰黯 PD 雷达的发射频谱由位于载频儿和边带频率 fo :t 民上的若干离散谱线组成。其中 ， fR 是 PRF; 是整数。频谱的包络由脉冲的形状决定。对常用的矩形脉冲而言，其频谱的包络 是 (sinx)jx 。 如果用一部以恒定速度飞行的机载雷达，贝。来自固定目标的接收频谱的谱线的多普勒频 移正比于雷达平台和目标之间的径向速度。双程多普勒频移为儿 =2几/λcos 'll"o 。式中， λ 是 雷达波长:凡是雷达平台的速度 '11"0 是速度矢量和至目标视线之间的夹角[注意，对于静 止目标而言，相对径向速度(距离变化率)是几lative 一几 cos('II"o) ，因此这个多普勒频移的表 述与本章开始的形式一致]。图 4.1 所示为来自分布式杂波(诸如地物回波或云雨杂波)和离 散目标(诸如飞机、汽车、坦克等)回波的频谱。 • 136. 雷达手册(第三版) 高度线杂波 幅度 fo-2jR 10为 10 jû+fR fo+~自 图 4.1 水平运动平台的杂波和目标频谱 图 4.2所示为当雷达平台以速度几水平移动时的无折叠频谱，即没有来自相邻 P盯谱线 的频谱折叠。无杂波区定义为不可能存在地物杂波的频谱区(对中 P盯，由于频谱折叠通常 不存在无杂波区)。宽度为 4几/λ 的副瓣杂波区包含由夭线副瓣进入的地杂波功率，虽然在此 区域的一部分其杂波功率可能低于噪声功率。位于儿 +2几/λCOS lf/o 的主瓣杂波区，包含天线 主瓣以离速度矢量角度测量的扫描角If/o 碰到地面所产生的强回波。当主瓣照射到雨或锚条云 时，也会产生强的雨或锚条杂波。此外，由风产生的运动，回波频谱在频域上会发生位移和/ 或展宽。 高度线杂波区→!← lr吁立国 区 !←离开飞行无十 离开副杂波区 i 瓣杂波区 幅 i 度; fo说m 2V, k -i"c州 2VR Jcmax-T 离散目标 10 lo+/'回 fo说max 元吃1MB听 2Vo 九四=丁~CO响 2Vr 17=丁 COS"'r 图 4.2 无折叠频谱图(无杂波跟踪) 频率一→ 高度线杂波是由雷达平台正下方几乎垂直入射的地面所产生的杂波。若雷达平台的垂直 方向上的速度分量为零，则高度线杂波落在零多普勒频移处。主瓣中的离散目标回波的频谱位于 fT = 儿 +2几/λCOS lf/o + 2耳/λ COS If/T 处。式中 VT 是目标速度 If/T 是雷达目标视线和目标速度 矢量之间的夹角。图 4.2 所示的各频谱分量还会随距离的变化而变化，以后还将讨论(注意 呢 COS If/T 的方向假定与几 COS lf/o 相反，因此相对距离变化率为几l国ive 一冉 COS If/r 一几 COS lf/o '与 本章开始所述的多普勒频移的定义一致)。 图 4.3所示为各种不同的杂波多普勒频率区。它们是天线主瓣方位和雷达与目标之间相 对速度的函数，再次是对无折叠频谱而言的。纵坐标是目标速度的径向或视线分量，以雷达 平台的速度为单位，因而主瓣杂波区位于零速度处，而副瓣杂波区频率的边界随天线方位成 正弦变化。这就给出了目标不伴有副瓣杂波的多普勒区域。例如，若天线主瓣方位角为 0 0 , 则任一迎头目标(耳 COS If/T > 0 )都没有副瓣杂波伴随:反之，若雷达尾追目标( If/T = 180 0 • 137. 脉冲多普勒 (PD) 雷达第 4 章 和If/r =0 0 )，则目标的径向速度必须大于雷达速度的 2 倍才没有副瓣杂波伴随。 噪声或无杂波区 〈离开速度〉 噪声或无杂波区 〈迫近速度〉 2 nu'I SEO(CE)( 甜替代创刷刷 hWNr 划 归苔〉制品唱邻国再回回 Z-SSMmM 用骆皿 180' 高度线杂波区-2 60' 80' 100 。 目标或天线方位角 注 2 高度线杂波区和主瓣杂波区的宽度随条件而变:由雷达平台速度矢量至天线视向 或至目标视线的角度测量方位角:水平运行情况。 160' 140' 120' 40' 20' 0' 杂波区和无杂波区与目标速度和方位的关系 无副瓣杂波区和副瓣杂波区还可以用如图 4.4所示的目标姿态角来表示[18]。这里假设截 击几何图为雷达和目标都沿直线飞向一截获点。当雷达速度几和目标速度耳给定时，雷达观 测角If/o 和目标的姿态角If/r 是常数。图的中心为目标，并且指向位于圆周上雷达的角度为姿 态角。姿态角和观测角满足关系式几 sin lf/o =耳 sin If/r '定义为截击航向。迎头飞行时，目标 的姿态角为 0 0 ，尾迫时则为 180 0 0 对应于副瓣杂波区和无副瓣杂波区之间的边界的姿态角 是雷达-目标之间速度比的函数。在图 4.4中给出了 4 种情况。情况 1 是雷达和目标的速度相 等，并且在目标速度矢量两侧、姿态角从迎头到 60。都是能观测到目标的无副瓣杂波区。同 样，情况 2~情况 4 的条件是目标速度为雷达速度的 0.8 倍、 0.6 倍和 0.4倍。在这三种情况 中，在相对目标速度矢量达:t78.5。的角度内能无副瓣杂波地观测到目标。再次，上述的情况 都假设了截击航路。很明显，无副瓣杂波区内目标的姿态角总是位于波束姿态角的前方。 图 4.3 醺翻翻盖面掬重主主摄率{问哥p)酷选择 PD 雷达在距离上是模糊的，有可能多普勒频率也是模糊的。如前所述，不模糊距离凡 为 c/(2儿)。其中 c 是光速:儿是 P盯。 如果被观测的机载目标径向速度位于耳，m岖'咱ning (远离目标，正距离变化率)及 一阵，血，c1osing (接近目标，负距离变化率)之间，贝。若想在速度上不模糊(数值及符号，即正 或负)，那么最小的脉冲重复频率值fR，min 为 fRAin=2饵，m岖，忡地+吭，max，clos吨 + Vg )/ λ 式中，凡是要抑制的慢速地面运动目标的速度上限。 y 指的是速度，或是距离变化率的大 (4.1 ) • 138. 雷达手册(第三版) VR一雷达载机速度矢量 VT一目标速度矢量 截击航路 v2864 JU--310ununυ 怀 i一 一.. 0 0 VR 180 0 目标 注意:目标位于图形的中心，雷达平台位于圆周上 图 4.4 无副瓣杂波区与目标视角的关系图 然而，某些 PD 雷达采用仅速度数值上不模糊的 P盯， ep f R,min = 2 [ m岖的max，opening + 陀盹CIOSing) +飞]μ ，并利用目标驻留期间内多重 P盯检测来解决多普勒符号上的模糊问题。 这些雷达归属为高一中 P盯雷达。如果过去的高 P盯(没有速度模糊)雷达的老定义扩展为 可允许多普勒符号的模糊，也可以归类为高 P盯雷达。这种较低的 P盯不仅可保留高 P盯 在零多普勒频率附近只有一个盲速区的优点，而且还使目标距离测量变得容易些。在现代机 载雷达的空空搜索方式下，高一中 P盯逐渐占据主导地位。 高 P盯和中 P盯之间的选择涉及许多方面的考虑，如发射脉冲占空比限制、是否有脉 冲压缩、信号处理能力、测量精度要求等，但通常取决于目标全姿态可检测性的需要。全姿 态覆盖要求良好的尾追性能，此时目标多普勒频率位于副瓣杂波区中并接近于高度线。在高 P盯雷达中，距离折叠使距离维几乎无清晰区，因此降低了目标的探测能力。若采用较低的 或中 P盯，则距离上的清晰区增大，但这是以在高 P盯时，位于无杂波区的高多普勒目标的 速度折叠为代价的。例如，图 4.5 所示为在同一高度和载机速度条件下两个不同 X 波段波形 所对应的在距离一多普勒坐标上的杂波加噪声与噪声之比。距离坐标表示不模糊距离间隔 几，频率坐标表示 P盯间隔，图中主瓣杂波、高度线和副瓣杂波区清晰可辨。在两种波形 下，通过对发射频率一定的频偏，将主瓣杂波置于直流处。中 PRF 频谱 (P盯=24kHz) 中存 在一个副瓣杂波低于热噪声从而能获得较好尾追目标检测能力的距离一多普勒区。采用 69挝恒 的高 P盯波形有相当严重的杂波折叠，尾追目标几乎在所有距离段上都必须同副瓣杂波抗 衡，但是无杂波区范围要大得多。 因为用中 PRF 时在距离和多普勒频率上杂波都是折叠的，因此需要采用多重 P盯来取 得令人满意的探测概率，以解决距离模糊和多普勒模糊。多重 P盯可移动无杂波区的相对位 置以达到对目标的全姿态覆盖。由于副瓣杂波通常覆盖人们感兴趣的多普勒频率区，因此低 第 4章脉冲多普勒 (PD) 雷达 • 139. 于噪声的副瓣杂波区和整个距离-多普勒空间之比是雷达高度、雷达速度和天线副瓣电平的 函数。 中重频 CPRF~24趾缸，高度二1400 英尺〉 高中重频 PRF CP盯~69kHz，高度 ~1300 英尺〉 160 140 领+ 120 è 100 E so 60 40 20 。 革 f 160 50 副酣 JTZ 键因叫 国附腾腾酣睡 ••• 剧唱』 Aght 幽Emi 怔紫黑混血咱 50 100 150 200 250 滤波器数(256 点 FFT) o 100 200 300 400 500 滤波器数 (512 点 FFT) 图 4.5 在距离一多普勒空间上的杂波加噪声与噪声之比 若采用高 P盯波形，则由于在不模糊距离间隔内(假定目标多普勒仍然与副瓣杂波抗 争)有副瓣杂波折叠，因此距离清晰区也就没有了。然而，在如图 4.3和图 4.4所示的无副 瓣杂波的多普勒区中，目标的可检测性仅受限于热噪声，与雷达高度、速度和副瓣电平无 关。对最恶劣的主瓣杂波情况而言，这就要求系统稳定性的边带远低于噪声。因此，尽管中 P盯可提供全姿态的目标覆盖，但是目标有可能在全姿态上都要与副瓣杂波抗争;而用高 P盯，目标姿态角在波束姿态前方时无副瓣杂波。 对于具有足够高径向速度的目标而言，高 P盯一般比中 PRF 性能优越。由于发射机在 发射脉冲期间要保持脉冲幅度和相位的特性，发射脉冲的宽度不能过大。对于既定的发射脉 冲宽度和峰值功率，有更高 P盯的波形将有更大的发射占空比，由此导致更高的平均发射功 率。对给定的相参处理时间，就有更多的能量照在目标上，这就提高了目标的可检测性。因 此，高 P盯通常用于远距离搜索高速接近的运动目标。 白 距离波门将发射脉冲之间的时间间隔分成许多小单元或距离波门。距离选通能消除过多 的同信号抗争的接收机噪声及杂波，并可实现目标跟踪和测距。距离波门通常与发射脉冲的 带宽相匹配。在监视雷达中，利用一组接收波门来检测可能出现在脉冲间隔之间任何距离位 置上的目标。图 4.6 画出了一般的情况，即波门间隔飞、波门宽度 Tg及发射脉冲宽度飞均不 相等。令马 =Tt 可使得目标回波信噪比最大，由此测距性能最优。令马〉飞，将产生距离波 门重叠因而可减小距离波门跨接损耗(见 4.6 节)，但如果在解模糊之前不对来自于跨越在不 同距离波门上的目标回波的接续检测进行"结团"就会增加出现距离幻影的可能。利用距离 波门测距可实现与波门大小同一量级的测距精度C150mlμs)，但通过求取幅度质心的方法可 将精度提高到波门大小的几分之一。 Administrator Stamp • 140 • 雷达手册(第三版) 已有效接收时间 .接收机恢复时间 撞撞发射时间 重重被消隐的接收时间 门5 (14 fl3 m 门 l 发射 。 l骨----..: 厂一黯噩噩 |l i i :飞盟 | i'--rg 一→| 噩噩噩噩 ! 睡噩髓噩噩噩 τ s 3r, 4rs 5rs 6飞 τf 图 4.6 等问隔分布于发射脉冲间隔内的距离波门示例，有 50%重叠 Th 代表发射脉冲之后让接收机/保护开关'恢复的额外消隐时间 脉冲多普勒雷达以不同的时间尺度工作。不同的组织对基于时间的参数有其各自的术语 定义。因此，在这里对本章所用的时间基线术语进行定义。 图 4.7 列举了不同的时间尺度。从最底层开始:一串相参脉冲以某一脉冲重复频率 (PRF) 发射。脉冲之间的时间间隔为脉冲向周期(Ip酌，它是 P盯的倒数。 IPP 中用来接收 回波的时间段被分割成距离波门。发射占空比是发射脉冲宽度与 IPP 的比值。一串相参脉冲 的持续时间称为相参处理闰隔 (CPI)。相参处理在每一个距离波门内形成一组多普勒滤波 器，因而对于每一个 CPI 而言，就产生了距离一多普勒图，类似于图 4.5所示。 幅 具有相同 P盯的多个 CPI，但可能其发射载 行"'(1自瞄幢幢蜡融蘸蘸销躏罐罐 频不同，可以通过检波后积累 (PDD 的方法实 主丛丛丛丛丛丛共丛;A$) 现非相参积累。如果采用调频测距模式，那么非 e yγ~γγγ济、 j 相参积累的所有 CPI 必须具有相同的调频斜率。 \………乓..-…--_.………… 这些 CPI 的集合就是一视。在一视处理中，对距 波束位置 |视1 ，/1 视2 I 、， ,;)l3 脉冲 』盯UUUUL_____~证L 图 4.7 脉冲雷达驻留时间基线 离一多普勒单元进行检测。 具有不同 PRF 或调频斜率的多视处理用来 解距离及(或)多普勒模糊。这些多视的组合称 为驻留。驻留均与某一天线视线或被束位置对 应。每一驻留产生一组目标报告。 一行指的是在固定仰角位置上波束沿方位向 扫过的一根线。在搜索模式下，在一个指定区域 或空域中多行栅格式的波柬扫描形成一帽。一幅 第 4章脉冲多普勒 (PD) 雷达 可能包含多行。典型情况是，在每一个扫描幅中，天线将访问每一个波柬位置一次。 摹蔬翻腾 • 141 • 图 4.8 所示是 PD 雷达的代表性组成。雷达采用在任务处理器控制下的数字信号处理。 雷达包括天线、收发设备、信号处理机及数据处理机。雷达控制处理器接收来自机载系统 [如惯性导航系统 CINS)] 的输入指令及通过任务处理器传送来的操纵员控制指令作为主控 器完成对雷达硬件的控制。 相参处理要求所有的下变频过程，包括最后的至基带转换，都必须在发射和接收脉冲间 保证良好的相位相参性。所有的本地振荡器的相位都与同一个用来产生发射信号的主振萄器 相参。基带上的同相(J路)及正交 CQ 路)分量分别代表复数信号的实部和虚部。相位矢 量图中该复数的辐角代表发射和接收脉冲间的相位差。复数的模值或幅度与接收回波信号的 强度成正比。 主振器 主振器提供实现全机同步所必需的自激振荡的高稳定参考正弦信号。 同步器 同步器为雷达系统的各个分机提供精准定时的选通及时钟，以保证发射脉冲及其相应接 收脉冲的时间配准。这种低抖动的定时信号用来控制发射功率放大器的开/关，从而形成发射 脉冲串、发射时接收机的消隐及距离波门。 参考信号发生器 参考信号发生器输出固定频率的时钟信号及本地振荡信号 CLO) 。 频综器 频综器产生发射载频及第一本振 CL01) 信号频率。同时，还给载频及第一本振信号提 供频率捷变。 杂波偏移振荡器 杂波偏移振荡器将发射信号的载频进行微小的偏移，以使接收时的主瓣杂波处于零多普 勒频率，或者是变换成基带信号后的直流处 CDC)。将接收机第一本振信号频率进行频偏也 能取得同样的效果。随着杂波落在 DC 处，由接收机某些非线性产生的寄生信号，例如混频 器内部互调制产物及视频谐波等也落在 DC 附近，因此，可以和位于 DC 处的主瓣杂波一起 去除[19]。所施剧的频偏是天线主瓣视线相对于平台速度矢量角度的函数，这个过程也称为杂 波定位。 输出发生器 输出发生器产生脉冲的射频(盯〉发射信号，这就是发射驱动信号，该信号被功率放大 器放大后传送至发射天线发射出去。 -H A 但 N· 航 导 统 性 系 惯 跚跚 一时 器一 … HM 处 | | 重 由 理 一 川 岛 务 -f 处一 # 任 一 一 件 制 组 控 个 字 单 数 对 的 波 束 扫 描 计 算 机 理Z K 耐阵 申津 (制 机声 ) 和 波 束 通 往 方 位 差 -波 柬→ 明远 远扭 同 叮 + 主 m俯 仰→ +' ‘ 与和 远远 扫同 片 ， 处 差 波 束 ; … ‘ 、 … -、 哩. .. .. 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" . . . . . . . . . - . . . . . . . . . . . . . . . . 理 $2 4 : : 伞 二 ， 马 拉 草 草 棚 今 . . . . . . . . . . . . . . . . . → 器 通 往 任 务 处 理 器 一 份 和 操 作 员 显 示 辘 瞄标 测告 剧目 检报 EA- - ∞ 】 MU 酬 阵 Bh # 胆隘 面目 悻束 仰帧 方一 波俯 古 来 自 接 收 机 第 4章脉冲多普勒 (PD) 雷达 • 143 • 天线 天线可以机械扫描或电扫描。现代 PD 雷达已发展到使用有源电扫阵列天线 (AESA) [2呵。 AESA 的每一个天线单元中都有一个收发 (T!R) 组件，它由发射的功率放大器、接收用低噪 声放大器 (LNA)、衰减器及移相器组成。 如果天线是收/发共用的，那么就必须有双工器。双工器通常是无源器件，例如环流器。 它实际上把天线在发射机和接收机之间进行切换。因为通常铁氧体环流器的隔离度不过 20~ 25dB，可能有相当大的功率泄漏进入接收机。 天线可以形成多种波束。发射波束通常采用均匀孔径照射以使得对目标的辐射能量最 大，而接收和波束 (L) 采用低副瓣加权以减少地杂波。和波柬 (L) 用于目标检测，其作 用类似于空域滤波器，一般它是在副瓣区中抗衡杂波的第一道防线。为有助于目标跟踪，通 常要求测角精度优于天线的波束宽度。利用单个脉冲获得对目标的高精度测角的技术称为单 脉神测角。单脉冲测角可以分为比幅或比相测角，由于在给定信噪比条件下比相测角具有更 高的角精度，优选使用比相单脉冲。比相单脉冲通过将天线一分为二，把各自相位中心相减 形成的A或差波束来实现测角。所形成的方位差波束 (AAZ)、俯仰差波束 (AEL) 分别用来实 现方位、俯仰测角[21]。受控于雷达主控器的自校准程序保证接收通道间的幅度和相位匹配从 而可以进行精确的单脉冲测角。还形成一个近似全向性的保护波束用来实现副瓣检测匿影 (见 4.2 节)。 接收机保护器 (RIP) 接收机保护器是一个快速响应的低损耗、大功率开关，可防止由天线双工器油漏过来的 大功率发射机输出信号损坏高度灵敏的接收机前端。为了使跟在发射脉冲之后的距离波门中 的灵敏度损失减至最小，接收机保护器必须具有快速恢复的能力。 RIP 可以是气体放电管， 高功率的盯使得其中的气体电离从而起到保护的作用。二极管限幅器可以替代气体放电管 或与之联合使用。町P 可以是反射式的或吸收式的，但是必须具有低插入损耗以减少对接收 通道噪声系数的影响。 杂波自动增益控制 (CAGC) CAGC 衰减器用来抑制来自于即P 的发射机泄漏进入接收机(从而避免接收机被饱和， 因饱和会延长发射机关断后的恢复时间)，也用来控制进入接收机信号的功率大小。进入接 收机的信号功率保持在饱和电平之下，通常在搜索时采用杂波 AGC，在单目标跟踪时采用目 标 AGC，以防止产生影响雷达性能的寄生信号。 噪声自动增益拉制 (NAGC) NAGC 衰减器用来设置接收机中的热噪声电平以获得所要求的动态范围，见 4.3节。衰 减程度根据周期性校准时的噪声测量结果来确定。 数字预处理 高速、大动态范围模数转换器 (A!D) 的出现实现了中频采样和数字基带转换。通过数 • 144 • 雷达手册(第三版) 宇乘积检波器 CDPD)，接收机的数字中频采样输出直接下变频成为基带 CDC) 信号[22] 。 DPD 的一大优点就是良好的 1/Q 镜像抑制度。 1/Q 信号通过脉冲匹配滤波器中的数字部分。中频匹配滤波和数字匹配滤波的联合使用 形成接收机的单个脉冲匹配滤波器。 数字信号处理 在数字预处理后，有一个多普勒滤波器组用来实现主瓣杂波抑制和相参积累。如果射频 干扰(盯I)是脉冲式的，且与雷达时钟不同步，经常可以在相参积累之前就能被检测出 来。对检测出盯I 的 IPP C脉间间隔)中的距离单元中的信号，可进行"修复"处理以防止输 出频谱污染。滤波器组通常利用快速傅里叶变换 CFFT) 实现:但是，在滤波器个数较少时， 可采用离散傅里叶变换 CD盯)。对滤波器可以进行适当的加权处理以压低滤波器副瓣。通过测 量信号峰值电平(通常是主瓣杂波)以及动态选择多普勒加权可以自适应地确定加权程度。 如果发射脉冲上采用脉冲压缩调制以增加目标上的能量，那么可以在多普勒滤波器组之 前或之后进行数字脉冲压缩。在滤波器组之后进行脉冲压缩的优点是通过选择适应于每个多 普勒滤波器的多普勒偏置的脉冲压缩匹配函数，可在很大程度上去除多普勒效应对脉冲压缩 的影响。但是，这样的处理加重了信号处理的计算量。 通过线性的 C ~12 +Q2 )或平方律 C 1 2 +Q2 )检波器形成 F盯输出信号的包络。传统 上，人们用线性检波器来控制定点处理器的动态范围。平方律检波器更适用于某些现代的浮 点处理器。在每个距离波门一多普勒滤波器的输出在多个 CPI 周期上线性相加时可采用检波 后积累 CPDI)。和通道的每一个距离多普勒单元 PDI 的输出与由恒虚警率 CCFAR) [23.26]处 理所决定的检测门限相比较。信号幅度超过 CFAR 门限的单元标为有信号检测。 ð.AZ 及ð.EL 通道的处理是类似的，不同之处如图 4.8 所示。对已经宣称检测到目标的距 离一多普勒单元， ð.AZi"i.及ð.EJ"i.的虚部用于单脉冲比相测角，分别估计目标相对于和通道主瓣 中心的方位及俯仰角。对于每一次相参一视，都计算出角度估计值，然后对 PDI 处理过程中 多个非相参积累的 CPI 进行平均。 保护通道的处理与和通道类似。保护通道的作用是实现副瓣检测消隐，如 4.2节所述。 后处理 在 CFAR 处理后进行检测编辑，包括对副瓣离散杂波的抑制逻辑，检测编辑之后还要在 一个驻留时间内对多视进行距离及速度解模糊。最终的目标检测输出包括目标的不模糊距 离、速度、角度及它们的估计精度，传送给雷达任务处理器用于目标跟踪及操作员显示。 4.2 PD 杂波 黯撞 来自各种散射体的杂波回波对 PD 雷达的设计影响很大，同样也会影响对点目标的探测 概率。这些杂波散射体包括地貌(地面和水面)、气象(雨、雪等)和宿条。由于 PD 雷达通 常所使用的天线具有一个高增益的主瓣，所以当雷达俯视时，主瓣杂波是雷达所处理的最大 第 4章脉冲多普勒 (PD) 雷达 • 145 • 信号。窄波束将主瓣杂波的频率范围限制在多普勒频谱的一个较小的频段内。天线方向图的 其他部分由副瓣组成，产生副瓣杂波。这种杂波通常远小于主瓣杂波，但却覆盖很宽的频 段。来自雷达正下方地面的副瓣杂波(高度线杂波)常常较大，这是因为地面在大入射角时 反射系数大、地面的反射几何面积较大和离地面的距离近。在副瓣杂波区中，只要杂波接近 或是超过接收机噪声电平，对目标的测距性能都将下降。可采用多重 P盯在距离一多普勒图 中移动目标(相对于杂波)从而避免由于强杂波电平所产生的完全盲距或盲频。这种相对移 动是由距离和多普勒模糊的折叠产生的。若某个 P盯使杂波和目标折叠到相同的距离和多普 勒上，那么 PRF 只要有足够大的改变就能将目标和杂波分开。 醒定噩慧酶黯辑杂摄 当雷达相对于地面是固定的时，固定的主瓣杂波和副瓣杂波相对于发射频率都具有零多 普勒频移。只要有一部分主瓣照射地面，则与主瓣杂波相比，副瓣杂波通常较小。可以像脉 冲雷达中那样来计算杂波，然后作为 P盯的函数在距离上折叠。 当雷达以速度内运动时，杂波在频域上是散开的。图 4.2 是雷达做水平运动时的情况。 对在距离和多普勒上都是模糊的中 P盯雷达，图 4.9 画出了杂波在距离和多普勒上的折叠。 雷达平台向右飞行，速度为 1000恼，俯冲角为 10 0 。图中每个狭窄的环形(等距离线)区域 确定在所选定距离波门内产生杂波的地面区域。 5 个双曲线状的狭窄条形区域是对所选定的 多普勒滤波器中产生杂波的区域。有阴影的相交叉部分是在所选定的距离波门和多普勒滤波 器单元中都产生杂波的区域。每个这样的区域所产生的杂波功率取决于指向该区域的天线增 益和该区域的反射特性。 29 .5 (@【制自由) AU 都握际倒制 -29.5 -50.0 。 沿着航线 (n mile) 50.0 图 4.9 距离波门和多普勒滤波区的平面图 雷达高度为 10 000 英尺:速度向右 1000kn; 俯冲角为 10 0 ;雷达波长为 3cm; PRF 为 15趾Iz;距离波门宽度为 6.67阳 4 个波门:多普勒滤波器中心频率为 2挝Iz; 带宽为 1挝Iz; 波束宽度为 50 (环形);主瓣方位为 20 0 ;俯角为 5。 • 146. 雷达手册(第二版) 主瓣照射到位于地面航迹左侧的椭圆形区域。由于椭圆形区域整个位于滤波器范围内， 所以主瓣杂波落在该滤波器中，而所有其他滤波器则接收到副瓣杂波。 4 个距离环与主瓣椭 圆形区域相交，因此在这个距离波门中的主瓣杂波是上述这 4 个区域所接收到信号的矢量 和。由于这种距离的高度折叠，因此所有距离波门内的杂波几乎相等。 如果主瓣在和平台同样的运动方式下在方位上 360。扫描，则主瓣杂波频率将在频域内扫 描。于是主瓣杂波在所选定的滤波器内将出现 10 次(每条双曲线区出现两次)，其间，滤波 器将接收到来自全部交叉阴影区的副瓣杂波。对发射频率进行适当的杂波偏移(偏移量随主 瓣方位而改变)，如同 4.1 节所述，就可将主瓣杂波的多普勒频率移至 O 或者 DC 处。 础瞰二:撞酷程 来自距离 R 处，增量面积为 dA 的单杂波块的杂波噪声比为 P.vGTGRλ2σOdA C / N = 1 ,vv, rv J('v V _. (4.2) (4πYR4LckTsBn 式中 ， Pav 是平均发射功率 GT 是杂波块方向的发射增益;也是杂波块方向的接收增益:λ是 工作波长;σ。是杂波后向散射系数 Lc 是杂波损耗因子; k 是玻耳兹曼常数， k=1.38054xl0-23 W/(H矿附:且是系统噪声温度 (K); Bn是多普勒滤波器带宽。 Lc 指的是适用于分布的地面杂波的损耗因子，而不是对于离散、可分辨的点目标的损耗 因子，关于这两种损耗详见 4.6 节所述。 来自每个雷达分辨单元的杂波噪声比是式 (4.2)的积分。其积分区域是地面上每个模糊 单元的距离和多普勒范围[27~31]。在某些简化条件下，积分可以用闭合的解析式表示阳，但通 常都要采用数值积分。 在式 (4.2)中，用有阴影的交叉面积( CT n .fl )代替 dA 并对在主瓣内的所有的阴一一一-Rθ 2cosαu 影面积相加的方法，可近似得到主瓣杂波功率与噪声功率比口3] P.vλ2θ皿(cr/2) "Ç' GTGRσ。C/N= 句 主一?一一 (4.3 ) (4nYLckT.Bn - RjCOSα 式中，求和限为发射波束和接收波束较小者俯仰方向上的顶端和底端边沿 {k 是方位半功率 点波束宽度 (rad); t是压缩后的脉冲宽度:α是杂波区的掠射角:其他变量与式 (4.2)中的 相同。 如果主瓣打到地平线以下，那么由于平台运动产生的主瓣杂波频谱 6dB (峰值下)宽度 ð.f近似为[34] 2VR Iθ2∞s供∞s吼 cTsin3 乱 cos现 lð.f = -'A R θB ∞s民 sinθ。 +B +} l D 8 2h∞s矶! (4.4) 式中，凡是雷达地速:λ是射频波长:θB 是 3dB单程天线方位波束宽度 (rad) ;功。是相对 于当地地平线的主瓣下俯角 (rad); 码是主瓣相对于水平速度矢量的方位角度 (rad); T 为 压缩后的脉冲宽度 h 是雷达高度。 当主瓣在方位上的角度比半个方位波束宽度还大时( 1001 注 θ~/2 )，主瓣杂波功率谱密度 第 4章脉冲多普勒 (PD) 雷达 可以用标准偏差σ'c = 0.3111 的高斯形函数来建模。 • 147 • 在采用数字信号处理的 PD 雷达中，抑制主瓣杂波的方法有两种:其一是在多普勒滤波 器组前加延迟线杂波对消器 (MTI 滤波器);其二是使用通过加权处理获得的低副瓣滤波器 组问。无论哪种方法，其主瓣杂波区附近的滤波器都被消隐，以使主瓣杂波的虚警最小。在 多普勒域中，被消隐的区域称为主瓣杂波四口。 量化噪声和复杂性与滤披器加权损耗间的折中确定选择哪种方法。若使用对消器，则对 滤波器的加权要求比仅用滤波器组的加权要求要宽松些。这是因为，如果主瓣杂波是最大的 信号，则对消器降低了进入多普勒滤波器组的动态范围要求。若不采用对消器，则必须用较 重的加权来降低副瓣电平，以使对主瓣杂波的滤波器响应低于热噪声电平。这种加权增大了 滤波器的噪声带宽，因而使信噪比损耗增大。 选择合适的加权因子实际是折中考虑主瓣杂波抑制和目标信噪比优化。为了实现动态的 折中，可以通过在 IPP 周期内测量困波峰值电平(通常是主瓣杂波)，然后选择或计算运用于 CPI 周期上的最优加权因子的方法实现与主瓣杂波电平自适应的滤波器加权。另一种适用于 高一中或高 P盯雷达系统的技术是通过卷积两个加权函数生成混合滤波器加权。结果是得到 的滤波器加权损耗小得多，远区副瓣低，代价是近区副瓣较高。 为了评估主瓣杂波对目标检测性能的影响，必须了解要进行目标检测的每一个滤波器处 的杂噪比。对于某些特定杂波电平而言，通用的衡量方法就是改善因子 I。如果不采用 MTI 滤波器而是采用多普勒滤波器组，那么对于每一个多普勒滤波器来说改善因子定义为多普勒 滤波器输出端的信杂比与输入端信杂比的比值[36]。信号假定位于多普勒滤波器中心。考虑到 滤波器加权的影响，多普勒滤波器的改善因子[37]为 I L A~ I I(K) =/j 1 "M 1 Ln 0J (4.5) 豆豆AnAmexp{ - 2[仰 -m)o1]2} ∞s[27tK(n - m)/ N] 式中 ， A;是 IPP 加权系数， O~i运N-l; N 是 CPI 内 IPP 个数 O'c 是杂波频谱的标准偏差 K 是滤波器序号 (K=O 为直流滤波器); T是脉冲间间隔。 擎攘攘蘸唰 当用多个 P盯测距法而改变 P盯时，或当用线性调频测距法而改变调制斜率时，或当 射频载波发生改变时，如果不做适当处理，则杂波回波的瞬态变化会引起雷达性能的降低[38] 。 由于在 PD 雷达中，杂波在距离上通常是模糊的，因而随着从远的模糊距离上(一直到地平 线)接收到杂波回波，每下一个脉冲间周期 CIPP) 内的杂波功率增加。这种现象称为"空间 充电" (space charging)。注意，虽然在"充电"期间所接收到的杂波回波的数目增加，但是 由于从不同地块返回的杂波回波的相位关系是随机的，所以杂波回波信号的矢量和实际上可 能减小。 如果采用杂波对消器 (MTI 滤波器)，则在"空间充电"完成之前，对消器的输出不可 能平息到稳态值。因此，在信号送往滤波器组之前必须留有平息时间。所以每次观测 (CpI)可得到的相参积累时间等于总观测时间减去"空间充电"时间和瞬态平息时间之和。 • 148. 雷达手册(第三版) 用稳态的输入值给对消器进行"预充电"可消除平息时间[39]。其方法是改变对消器的增益， 使所有延迟线均在第一个脉间周期内达到稳态值。 若不采用对消器，则可在完成"空间充电"后将信号送往滤波器组，从而相参积累时间 就等于总观测时间减去"空间充电"时间。 机载脉冲雷达正下方地面的反射回波称为高度线杂波。由于平坦地形的镜面反射、大几何 面积和地面离雷达较近，因而这种回波信号能够非常大。它们位于 PD 频谱的副瓣杂波区内。 由于高度线杂波比漫散的副瓣杂波大很多，而且通常频谱宽度也较窄，因此通常可采用 以下两种方法来滤除:其一是使用可防止检测高度线杂波专用的 CFAR 电路:其二是使用跟 踪器-消隐器除去最后输出的高度线杂波。后一种方法采用闭环跟踪器来把距离波门和速度 波门定位在高度线杂波附近，并消隐掉那些受影响的距离-多普勒区域。注意:在极低的高 度上，张在第一个距离波门上的角度很大，因此频谱宽度也展宽了。 副瓣辙 如果下半球内的天线方向图是已知的，则用式 (4.2) 可计算出每个距离波门的完整杂波 谱。在系统初步设计时，准确的增益函数可能是未知的，因而可采用一种行之有效的的近似 方法是假设副瓣辐射具有各向同性，且增益为常数 GSL。 攘蘸爵蜡黛摄 诸如建筑物之类的地面大型物体(离散物体)的回波，经天线的副瓣进入接收机，并表 现成好像是在主瓣中的较小动目标的回波，这是机载 PD 雷达的一个固有特性。在中 P盯雷 达中，通常希望它具有全姿态目标性能，而因为这些因波会与有用目标相抗争，所以这是一 个十分严重的问题。在高 P盯雷达中，几乎没有无副瓣杂波的距离区，所以多普勒频谱中的 副瓣杂波区通常不做处理(因为在这些区域中，目标检测能力严重下降)。其次，在高 PRF 雷达中，特别是在较高的高度上，分布的副瓣杂波和离散的回波的相对幅度使得在副瓣杂波 区中离散杂波是检测不到的。 RCS 为σ的副瓣离散目标的视在 RCS ， σ啊=σGL 。其中 GSL 为相对于主瓣的副瓣增 益。大尺寸的离散目标在地面上出现的密度低，而小的则密度高。表 4.4列出了它的一种模 型。该模型中通常假设雷达的工作频率较高。因此实际上， 106旷的离散目标极少见， 105m2 有时出现，而常见的是 104m2 的离散目标。 表 4.4 离散杂波模型 雷达截面积 Cm2 ) 密度(每 mile2 ) 106 0.01 105 0.1 104 检测和消除由离散副瓣杂波产生的虚警有两种方法，即保护通道和检波后灵敏度时间控 制 (STC)。下面将分别加以讨论。 第 4章脉冲多普勒 (PD) 雷达 • 149. 保护通道 保护通道的工作原理是通过比较两个并行接收通道的输出，其中一个与主天线连接，另 一个与保护天线连接(如图 4.8 所示，分别为和通道和保护通道)，以判断接收的信号是来自 主瓣还是来自副瓣[40~叫。保护通道使用一个宽波束天线，理想上其方向图高于主天线的副 瓣。两个信道的回波在主通道中有检测的每一个距离单元、每一个多普勒滤波器单元中进行 比较。对这些距离一多普勒单元，当保护接收机中的副瓣回波较大时，检测的回波就被抑制 (消除);如主瓣回波大，则其检测就通过。 图 4.10 是保护通道的方框图。 CFAR 电路后(在理想条件下，两个通道是相同的)有 3 个门限，即主通道门限、保护通道门限及主通道与保护通道信号比门限。这些门限的检测逻 辑也示于图 4.10 中。 主通道天线 图 4.10 双通道副瓣消隐器框图 。『无检测 l→有检测 由于主通道和保护通道比较而产生的消隐将影响主通道的目标可检测性，影响的程度 是门限设置的函数。门限设置是由副瓣杂波引起的虚警与主通道检测性能损失间的折中。 图 4.11 是对一个不起伏目标回波的例子。图中，纵坐标是副瓣消隐器最后输出的检测概率， 横坐标是主通道中的信噪比 (SNR)。图 4.12 所示的 B2 是保护通道 SNR 与主通道 SNR 之 比。目标位于主瓣内时， B2 值小;而在副瓣峰值处时， B2 值则大，约为 OdB。在该例中，对 主瓣中目标而言，由于保护通道的消隐作用，约有 O.5dB的可检测性损耗。 理想情况下，保护天线增益方向图在除主瓣方向外的所有方向上都超过主天线的增益方 向图，从而使雷达通过副瓣检测到的目标数最小。如果不是那样，则如图 4.11 及图 4.12 所 示，从主瓣天线方向图上的副瓣峰点处来的目标回波将在主信道内具有较大的检测概率，这 将形成虚警。 检波后 STC 在解模糊处理中，由于回波输出在距离上是相关的，因此在每一个距离相关处理中都要 进行检波后 STC 或 RCS 门限处理。在 STC 范围内距离相关但落在 STC 门限以下的目标回波 • 150. 雷达手册(第三版) 有可能是副瓣离散杂波，可以被消隐或从相关处理中去除(并避免与其他目标产生鬼影)。 10 不起伏目标 0.25 B2~便主理SNR 王im.理SNR 0.75 告非 暴 震 事 0.5 照 斗+1 。 4 8 12 主通道中的信噪比(SNR)(dB) 16 图 4.11 采用保护通道的检测概率与信噪比之间的关系曲线 B2~惺堂里重SNR 主通道SNR B2~-20dB 保护天线波束汽川尸/〈尸 骨-一-角度一一+ 图 4.12 主天线和保护天线的方向图 检波后 STC 的逻辑框图如图 4.13 所示[45]。基本上， CFl忧的输出数据将在距离上相关 (解) 3 次。每个相关器采用 M/N 准则。例如， 8 个 P盯中要求输出 3 次检测来计算不模糊 距离。由于目标多普勒频率是模糊的，所以不使用多普勒相关。头两次相关的结果用于消隐 来自最后一个距离相关器输出的可能是离散的副瓣回波。在此采用了 3 个距离相关器，其中 第一个， A 相关器用来解额定距离范围(如lOn mile) 内的距离模糊。超出此额定距离，检 测到离散副瓣回波的概率是很低的。第二个相关器， B 相关器则用于解同一个额定距离之内 制品 山押 赛总 川呐 嘟挚 (咱 已) 崎阵 · - UH · B 阳 mw 剧藕 嚣。 由阳 ·时 mE 前悻 》 f ∞ 盐 浒 部 忖 哥 w 国 带 回 黯 B 菌 问 闹 l 斗， 回剧 团酣 wm RB 二 百 (∞ 叶《 U 二 百 )B 津 悟 。 附 庸 l 今 团 副 悻 凶 号 wv 耶〉 盐淋 呻喃 咄口 ∞盐 淋部 B 茧 浒 监 湘 悻 布 民 带 W MN 口湘 l 斗， 围困 黯「 ]酣 〉盘 浒部 n 丁苗 wmw 司 陆 目 盘 浒 呻 mn 丁剖 盘山 mw 涅 油 M 」 f 斗目 淋呻 喃 (u v 布卢 如阳 阳 酣黯 「] 运用 脚辑 。盘 山川 部 n E 『章 写洪 、 PD dh 附计 有迫 自勤 EB 阳 mw 剧精 辈。 不 模 糊 检 测 输 出 A距 离 相 关 器 距 离 延 拓 以 及 M/ N 相 关 ( 一 直 到 ST C 起 始 距 离 段 〉 消 隐 逻 辑 如 果 AB 成立 ， 就 消 隐 检 测 ( 以 及 它 们 延 拓 的 距 离 〉 A.Ï Ï表 示 A组 中满 足， M/ N准 则 而 B组 中 不 满 足 该 准 则 B距 离 相 关 器 距 离 延 拓 以 及 采 用 ST C 或 RC S门 限 判 决 的 M/ N 相 关 〈 一 直 到 ST C 起 始 距 离 段 〉 • • • • • • • • • • • • 围品 -E 湘泪 路路 面目 。剧 阴阳 同。 ∞「 ]商 海油 5 惊闺 陆国 」瀑 族雨 '同 阳插 前围 • 152. 另外一种方法是在距离相关处理中用一个等效的 RCS 门限代替随距离而改变的 STC。对 每一个可能的不折叠的距离(从最短的距离开始)计算 RCS 然后和 RCS 门限比较。距离上 相关，但低于 RCS 门限的检测被阻止和其他的检测相关(所有它们不折叠的距离也被阻止进 行相关)。 图 4.14 说明了检波后 STC 处理的原理。图中画出了主瓣目标回波和一个在副瓣中的大 离散目标与不模糊距离的关系图(即距离模糊己解之后)，还画出了正常 C乱收门限和 STC 门限与