连续相位调制技术研究及其实现

西安电子科技大学 硕士学位 论文 政研论文下载论文大学下载论文大学下载关于长拳的论文浙大论文封面下载 连续相位调制技术研究及其实现 姓名：许华 申请学位级别：硕士专业：通信与信息系统指导教师：葛建华 20090101 摘要 在以联合战术信息分发系统为代表的地空通信系统中，通常采用连续相位调铝ｔＪ（ＣＰＭ）作为调制方式。连续相位调制技术具有频谱利用率和功率效率都比较高的特点，同时，由于相位连续且恒包络，可使用非线性放大器进行处理。本文主要研究了连续相位调制技术及其基于软件无线电平台的实现。 本文在分析连续相位调制原理的基础上，给出了不同调制参数对于信号功率谱分布所产生影响的仿真分析，随后重点研究了ＣＰＭ信号的几种解调方法。连续相位信号的最佳解调方法是利用相位连续的特性，基于相位网格图进行最大似然序列检测。为了解决最大似然序列检测的高复杂度问题，研究了基于判决反馈的减少状态序列检测以及减少状态的差分序列检测方法，同时给出非相干最大似然块估计的解调方法，分析了几种解调方法的仿真性能。 结合实际科研项目的软件无线电平台，提出了适合该系统的ＣＰＭ信号调制解调的设计和实现 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 。详细叙述了ＭＳＫ及四进制ＣＰＭ两种信号的调制器和解调器的实现过程，且在以ＦＰＧＡ为主的硬件平台上得以实现。关键词：连续相位调制最小频移键控序列检测最大似然块估计ＦＰＧＡ Ａｂｓｔｒａｃｔ Ｉｎ ｔｈｅｇｒｏｕｎｄ－ａｉｒｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ，ｓｕｃｈ ｐｈａｓｅ ａｓ ＪｏｈａｔＴａｃｔｉｃａｌＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ（ＪＴＩＤＳ），ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＣＰＭ）ｉｓｕｓｕａｌｌｙｅｍｐｌｏｙｅｄ ｆｏｒｉｔｓａｔｔｒａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒａｎｄｓｐｅｃｔｒａｌｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ．ＣＰＭｓｉｇｎａｌｓｍａｉｎｔａｉｎｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｐｈａｓｅ ａｎｄ ｃｏｎｓｔａｎｔ ａｍｐｌｉｔｕｄｅｗｈｉｃｈｍａｋｅｔｈｅｍａｐｐｒｏｐｒｉａｔｅｆｏｒｎｏｎ—ｌｉｎｅａｒｃｈａｎｎｅｌｓ．Ｔｈｉｓ ｔｈｅｓｉｓｒｅｓｔｒｉｃｔｓａｔｔｅｎｔｉｏｎｔｏｔｈｅｒｅｓｅａｒｃｈ ａｎｄｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ ＣＰＭ ｏｎ ｓｏｆｔｗａｒｅｒａｄｉｏ ｐｌａｔｆｏｒｍ． Ｆｉｒｓｔｌｙ，ｔｈｅｃｏｎｌｍｏｎｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎｏｆＣＰＭｓｉｇｎａｌｓｉｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ．Ｂａｓｅｄ ｐｏｗｅｒｓｐｅｃｔｒａｌ ｏｎ ｉｔ，ｔｈｅ ｄｅｎｓｉｔｙ（ＰＳＤ）ｉｓｓｉｍｕｌａｔｅｄ，ｗｈｏｓｅ ｒｅｓｕｌｔｓｈｏｗｓｔｈａｔｔｈｅ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓｗｅｒｅｉｎｆｌｕｅｎｃｅｄｂｙａｌｌｔｈｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｐａｒａｍｅｔｅｒｓ．Ｔｈｅｎ，ｓｅｖｅｒａｌｒｅｃｅｉｖｅｒ ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｃｒｓａｒｅ ｏｕｔｌｉｎｅｄ．Ｔｈｅｏｐｔｉｍｕｍ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｒｅｄｕｃｅ ａ ｍａｘｉｍｕｍｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄｓｅｑｕｅｎｃｅｄｅｔｅｃｔｏｒ（ＭＬＳＤ） ｉｎ ａｎ ａｄｄｉｔｉｖｅｗｈｉｔｅｎｏｉｓｅｃｈａｎｎｅｌｃｏｎｓｉｓｔｓｏｆａｆｉｌｔｅｒｂａｎｋｆｏｌｌｏｗｅｄ ｏｆ ｂｙ Ｖｉｔｅｒｂｉ ｄｅｃｏｄｅｒⅣＤ）．Ｔｏ ｔｈｅｈｉＩｇｈｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ａ ＭＬＳＤ，ｔｗｏｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｓａｒｅ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ，ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ｒｅｄｕｃｅｄｓｔａｔｅｄ ｄｅｔｅｃｔｏｒ（ＲＳＳＤ）ｗｈｉｃｈｃｏｍｂｉｎｅｓ ｄｅｃｉｓｉｏｎｆｅｅｄｂａｃｋｗｉｔｈＶｉｔｅｒｂｉｄｅｃｏｄｉｎｇａｎｄｒｅｄｕｃｅｄｓｔａｔｅｄｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｓｅｑｕｅｎｃｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ（ＲＳＤＳＤ）．Ｓｐｅｃｉａｌｌｙ，ｃｏｎｓｉｄｅｒｉｎｇｆｕｌｌ ｂｌｏｃｋ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ＣＰＭ，ｔｈｅ ｏｎ ｍａｘｉｍｕｍｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｓｉｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎｏｆｔｈｅ ｏｆ ｔｈｅｓｅ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ（ＭＬＢＥ）Ｗａｓ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ．Ｔｈｒｏｕｇｈ ａｌｓｏｄｅｒｉｖｅｄｗｉｍｅｍｐｈａｓｉｓ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｎｕｍｅｒｉｃａｌ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓ，ｔｈｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒｓｉｓｐｒｅｓｅｎｔｅｄ． Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅｄｅｓｉｇｎｗｈｉｃｈ ａｎｄ ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｓｃｈｅｍｅｓｏｆｍｏｄｕｌａｔｏｒａｎｄｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ， ｃｏｎｆｏｒｍ ｔｏｔｈｅｓｏｆｔｗａｒｅ ｐｌａｔｆｏｒｍ，ａｒｅｐｒｏｐｏｓｅｄ．Ｗｊｔｌｌｔｈｅａｌｇｏｒｉｔｈｍｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ， ａｌｅ ｔｈｅｍｏｄｕｌａｔｏｒａｎｄｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒｏｆｔｈｅＭＳＫａｎｄ４ＣＰＭ ＦＰＧＡ． ｃｏｍｐｌｅｔｅｄｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙｗｉｔｈ Ｋｅｙｗｏｒｄ：ＣＰＭ ＭＳＫ ＳｅｑｕｅｎｃｅＤｅｔｅｃｔｏｒ ＦＰＧＡ ＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＢｌｏｃｋＥｓｔｉｍａｔｉｏｎ 西安电子科技大学 学位论文独创性（或创新性）声明 秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名：主芏埠 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 （保密的论文在解密后遵守此规定） 本学位论文属于保密，在一年解密后适用本授权书。 本人签名：—＿二至主二≠———一 导师签名：日期：２牲 第一章绪论 ．弟一早珀下匕第一章绪论 １．１研究背景 联合战术信息分发系统（ＪｏｉｎｔＴａｃｔｉｃａｌＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＤｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍ，ＪＴＩＤＳ）采用Ｌｉｎｋｌ６战术数据链进行通信。由于其具有容量大、保密性好、抗干扰能力强、使用灵活以及功能齐全等特点，同时集通信、导航、识别等功能于一体，现已成为指挥控制与各作战单位之间进行大量信息交换所依赖的高速数据分发系统，是战术Ｃ４ＩＳＲ（Ｃｏｍｍａｎｄ，Ｃｏｎｔｒｏｌ，Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ，Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｃｅ，Ｓｕｒｖｅｉｌｌａｎｃｅ，ａｎｄＲｅｃｏｎｎａｉｓｓａｎｃｅ）系统的重要组成部分。 本文所涉及的系统是在ＪＴＩＤＳ基础之上所作的扩展，应用于地空通信。与ＪＴＩＤＳ相同，本系统基于ＴＤＭＡ通信 协议 离婚协议模板下载合伙人协议 下载渠道分销协议免费下载敬业协议下载授课协议下载 ，将时间轴划分为时元、时帧和时隙。其中，时隙是接入通信系统的基本单位。系统按照一定的规则将时隙分配给各个用户来发射或接收报文。在一个时隙中，数据按照一系列载有信息的脉冲符号包进行传送。每个脉冲符号的持续时间短，且数据段的不同时隙之间使用跳频工作模式。 地空通信中，通常使用行波管放大器和固态功率放大器等具有非线性特性的器件，这样会引入调幅一调幅（ＡＭ．ＡＭ）和调幅一调相（ＦＭ．ＡＭ）转换。因此，不宜使用诸如正交调幅（ＱＡＭ）等那些通过振幅传送信息的调制方式。此外，由于发射功率谱必须符合诸如联邦通信委员会（ＦＣＣ）或国际电信联盟（ＩＴＵ）等管理机构所规定的指定模板，所以要求设计的调制方案能使频谱扩展最小化【４ｓ】。 连续相位调锘ｌＪ（ＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＰｈａｓｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＣＰＭ）信号以其恒包络的特性及较高的频带和功率利用率，在数字通信中得到了较好的应用。连续相位调制是一种非线性数字调制方式，它把数字信息加载到相位上，并确保相位是时间的连续函数。与ＦＳＫ和ＰＳＫ等其它调制技术相比，连续相位调制信号的载波相位在信号间隔点处的相位连续，这使得传输信号的带宽进一步变窄，具有更高的频带利用率。另外，它产生的传输波形具有恒包络特性，对功放的非线性特性不敏感。当然，由于非线性的特点，ＣＰＭ信号在接收端的检测和分析具有一定的复杂性。 ＣＰＭ信号接收机可以通过最大似然序列检澳Ｕ（ＭＬＳＤ）方法对接收信号进行相干估计，实现低信噪比条件下的高检测概率。 ２连续相位调制技术研究及其实现 １．２连续相位调制技术研究历程及应用 自二十世纪七十年代开始，人们对通信的要求不断提高，通信资源日趋紧张，于是，寻求更为有效的调制方式便成为一个热门的研究课题。连续相位调ｆ１］ｕＪ（ＣＰＭ）、正交频分复用（ＯＦＤＭ）、网格编码调钼Ｊ（ＴＣＭ）等先进的调制方式相继问世。其中，连续相位调制技术是在最初的数字相位调制技术的基础上提出来的，它克服了一般ＰＳＫ信号相位突变所带来的频谱泄漏等缺点。最初研究较多的是基于普通ＦＳＫ提出的连续相位频移键控（ＣＰＦＳＫ），在对ＣＰＦＳＫ的研究日渐成熟的时候，Ｔ．Ａｕｌｉｎ等人于１９８１年发表了两篇论文【４儿５１，对连续相位调制作了仔细的研究，包括信号的一般表达式、相位特性、频谱特性以及误码率性能都给出了非常完善的总结和归纳。 ＣＰＭ信号可通过相位网格图上的转移轨迹来表示，但它的原始表达式在某些调制指数下有可能使状态网格图成为时变的，这样，会加大检测时的计算量和复杂度。１９８８年，Ｂ．Ｅ．Ｒｉｍｏｌｄｉ发表论文【３】，通过引入倾斜相位的概念，对连续相位调制信号的原始表达式作出了改进，新的表达式使信号在任何调制指数下对应的状态网格图都为时不变的。因此，新的表示法令ＣＰＭ信号的检测算法得到简化和相对的固定，特别是在网格图由时变到是不变之后，检测的计算量得到了极大减少。１９９１年，Ａ．Ｓｖｅｎｓｓｏｎ在Ｂ．Ｅ．Ｒｉｍｏｌｄｉ倾斜相位表示法的基础上，通过对状态进行合理的合并，进一步简化了ＣＰＭ信号的状态网格图，同时在检测时引入判决反馈，此举在性能损失很小或几乎没有性能损失的前提下大大减少了ＣＰＭ信号检测的计算量，尤其在原始状态数成倍增加时，检测算法的计算量可以维持不变或仅仅增加很少【６】【７１。这种检测方法称为基于判决反馈的减少状态序列检测，同时，该方法因为大大简化了检测器的复杂度，使得多进制连续相位调制信号的实际应用成为可能。在此之后，ＧＣｏｌａｖｏｌｐｅ等人又针对ＣＰＭ的非相干检测作了深入研究 【９】【４２１，给出了相应检测性能的仿真结果。 根据调制脉冲关联长度的不同，ＣＰＭ可分为全响应调制和部分响应调制。在全响应ＣＰＭ技术中，有最小频移键控（Ｍｉｎｉｍａｌ （ＳｉｎｕｓｏｉｄａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ，ＭＳＫ），正弦频移键控ＰｈａｓｅＫｅｙｉｎｇ，ＳＦＳＫ），连续相位频移键控（ＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ，ＣＰＦＳＫ）等。其中，最早的ＭＳＫ是由Ｄｏｅｌｚ和Ｈｅａｌｄ研究发明的，并在１９６１年申请了美国专利；ＣＰＦＳＫ是在二十世纪六十年代末到七十年代初提出的【ｌ３１，在通信领域一致为人们所关注和研究。近年来，美国军方的先进靶场遥测计划组织（ＡＲＴＩｖ０与爱德华兹（Ｅｄｗａｒｄｓ）空军基地（ＡＦＢ）一起支持Ｎｏｖａ公司对多调制指数连续相位调制（ｍｕｌｔｉ．ｈＣＰＭ）体制进行研究，以期建立起一种新的调制体制，从而取代沿用了数十年的ＰＣＭ／ＦＭ调制体制【２５］１４１１。 第一章绪论 在部分响应ＣＰＭ技术中，最著名的当属高斯最小频移键控（Ｇａｕｓｓｉａｎ ＳｈｉｆｔＭｉｎｉｍａｌＫｅｙｉｎｇ，ＧＭＳＫ）。ＧＭＳＫ是由ＭＳＫ演变而来的一种二进制调制方法。在ＧＭＳＫ中，将调制的不归零数据通过预调制高斯脉冲成形滤波器，使其频谱上的旁瓣水平进一步降低。ＧＭＳＫ于１９８７年被欧洲第二代移动通信系统的技术 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 所采用，该系统于１９９０年重新定名为全球移动通信系统（ＧＳＭ）ｐ引。 ＣＰＦＳＫ是ＣＰＭ取频率脉冲为矩形而调制指数任意的全响应子类，而ＭＳＫ又是ＣＰＦＳＫ的一种特殊情况，ＧＭＳＫ则是在ＭＳＫ基础改进的结果。在实际应用中，采用较多的是ＭＳＫ及其改进的恒包络调制，它们不仅频带利用率高，且频谱在主瓣以外的衰减很快，特别适合于移动通信的传输系统。 １．３软件无线电技术 无线通信领域在发展过程中存在一些问题，如：多种通信体制并存，各种标准竞争激烈且互不兼容，频率资源紧张等等。特别是随着无线个人通信系统的发展，使得新的系统层出不穷，产品生产周期越来越短，原有的以硬件为主的无线通信体制难以适应这种局面。为此，１９９２年，软件无线电的概念被提了出来，此后发展迅速洲【５０１。 软件无线电技术是～种崭新的无线通信体系结构。从概念上讲，软件无线电是将模块化、标准化的硬件功能单元通过一个通用的硬件平台连接起来，并且能够通过软件加载实现各种无线通信系统的体系结构。这样，无线通信新体系、新产品的开发将逐步转到软件上来，而无线通信产业的产值也越来越多的体现在软件上。 软件无线电的核心思想是将宽带Ａ／Ｄ和Ｄ／Ａ尽可能靠近天线，而无线通信的各种功能则尽可能通过软件来实现。这样的体系结构具有非常大的通用性，对解决上述无线通信所面临的问题有很大潜力。 软件无线电是无线通信领域继固定到移动、模拟到数字之后的第三次革命。 １．４本文的结构和内容安排 全文共分五章，第一章为绪论，其余各章安排如下： 第二章，连续相位调制及软件无线电技术介绍。在叙述连续相位调制基本原理的基础上，根据对连续相位调制信号频谱特性的推导结果，给出了不同调制参数对信号带宽所产生影响的仿真结果。此外，叙述了软件无线电的理论基础。 ４连续相位调制技术研究及其实现 第三章，连续相位调制信号的解调技术。深入分析了连续相位信号状态表示法，描述了ＣＰＭ的分解模型。给出了最佳解调以及减小复杂度后的序列检测方法，同时介绍了基于最大似然块估计的非相干解调方法。最后，通过仿真分析，比较了ＭＳＫ信号及四进制ＣＰＭ信号这两种信号的各种解调方法的性能差异。 第四章，ＣＰＭ信号调制解调的ＦＰＧＡ实现。首先介绍了基于ＦＰＧＡ的数字信号处理的设计方法和流程；其次，结合具体地空通信项目的需要，给出了基于ＭＳＫ的中频数字化处理单元的实现过程。在叙述所用硬件平台的基础之上，对接收机前端部分（包括下变频和下采样）以及调制器和解调器的ＦＰＧＡ实现作出了重点介绍；最后，为进一步提高系统性能，采用了另一种适合该系统的四进制ＣＰＭ调制方式，提出了调制器和解调器的具体方案，并给出了基于ＦＰＧＡ的实现过程。第五章，总结与展望。总结全文，并对今后的进一步工作做出展望。 第二章连续相位调制及软件无线电技术介绍５ 第二章连续相位调制及软件无线电技术介绍 连续相位调制信号的突出特点是包络恒定、相位连续。由于包络恒定，它对功放的非线性特性不敏感；而相位连续的特性，使得其带外辐射小，从而产生较小的邻道干扰。与其它调制信号相比，连续相位调制制度具有很高的频谱利用率和功率利用率。本章将首先通过对信号表达式的分析，详细介绍连续相位调制技术，从而更加清楚地认识连续相位调制信号的各项特性。 ２．１连续相位调制（ＣＰＭ）信号 在许多实际应用的许多场合中，出于成本或其它方面的考虑，都要求在一些非线性信道或者衰落信道上传输信号，因此，经常采用ＰＳＫ和ＦＳＫ等恒定包络的调制方式。另一方面，出于更好的利用频率资源的考虑，引发了对频谱利用率更高的调制方式的研究。研究结果表明，通过平滑已调信号的相位可以有效减少信号带引引，于是提出了连续相位调制。 在有关ＣＰＭ信号的研究开始之前，研究较多的是基于普通ＦＳＫ提出的连续相位频移键控（ＣＰＦＳＫ），随着对ＣＰＦＳＫ的研究日渐深入，才开始出现了对ＣＰＭ的研究。因此，在这里仍然遵循这一顺序，首先介绍ＣＰＦＳＫ，然后逐渐引入ＣＰＭ！州。２．１．１连续相位频移键控（ＣＰＦＳＫ） 常规Ｍ进制的ＦＳＫ信号是由载波频移产生的，频率偏移量．正＝Ａｆａ．／２，其中口。＝±１，±３９，ｏ０９±（Ｍ一１１，它反映了要发送的数字信息。这种类型的ＦＳＫ信号是无记忆的，频率间切换的实现方法是使用Ｍ＝２‘个调谐到期望频率的振荡器，再从Ｍ个频率中选择一个，选择的依据是在信号间隔时间Ｔ＝ｋ／Ｒ内要发送特定的ｋ比特符号。然而，在连续的信号传输间隔中，这种从一个振荡器输出到另外一个的突发切换造成在信号的主瓣之外有比较大的频谱旁瓣。因此，用这种方式传输信号需要较宽的频带。 为避免使用较大频谱旁瓣的信号，可以用携带信息的信号调制单个载波。这样得到的频率调制信号的相位是连续的，因此称为连续相位频移键控（ＣＰＦＳＫ）。因为限定了载波相位的连续性，所以这种类型的ＦＳＫ信号是有记忆的。 ６连续相位调制技术研究及其实现 为了表示ＣＰＦＳＫ信号，以ＰＡＭ信号 ｄ（ｒ）＝Ｚａ．ｇ（ｔ－ｎＴ）（２－１） 开始，式中｛吒｝表示幅值序列，它是由将待发送的二进制信息序列中ｋ比特二进制数字分组映射到幅度电平±１，±３，．．．，±（Ｍ—１）而得到的。ｇ（，）是一个幅度为１／２Ｔ，持续时间为丁的矩形脉冲。信号ｄ（ｆ）用来对载波进行频率调制，从而等效低通波形１，（，）可表示为 Ｃ■＝一 ’，∽＝√等ｅｘｐ｛ｊ［４万ＴｆｄＬｄ（州升丸】）（２－２） 式中，力是峰值频率偏移，九是载波初始相位。 对应于式（２．２）的载波调制信号可以表示为 嘶）＝序ｃｏｓ陬伊她两圳 式中，矽（，；五）表示载波的时变相位，定义为（２－３） 矽（ｆ；云）＝４：ｒＴｆｄ ＝４ｒｔＴｆｄＬｄ（ｒ）ｄｆ（２．４）Ｌ［Ｅ？ｔ．ｇ（，一＂ｒ）】矗ｒ 虽然ｄ（ｆ）具有不连续性，但ｄ（，）的积分是连续的。因此，我们得到一个连续相位信号。在ｎＴ≤ｆ≤（甩＋１）丁间隔内的载波相位由式（２—４）的积分确定。因此， ｎ－Ｉ 舭面）＝２ｘＴｆａ∑鲰＋ＤｒＴｆｄａ．ｑ（ｔ—ｎｒ）七＝。 ＝或＋２ＺＴｆｄａ．ｑ（ｔ—ｎＴ） 式中，ｈ，吃及ｇ（，）分别定义为 ｈ＝２厶ｒ ｎ－！（２．５）（２－６） （２—７）以＝ｌｒｈ∑ｑ ｋ＝－＊ａ ｆ０ｌＯ＜０） （０≤ｆ≤ｒ） Ｏ＞ｒ）（２－８）ｇ（，）＝ｔｔ／２ＴＩ１／２Ｌ 可以看出，幺表示直到＠一ＯＴ时的所有符号的累积值。参数办通常称作调制指数，表示瞬时频率频偏最大值相对于符号速率的比值。 第二章连续相位调制及软件无线电技术介绍７ ２．１．２连续相位调制（ＣＰＭ） 在ＣＰＦＳＫ的表达式中，调制脉冲ｇ（ｔ）是幅度为１／２Ｔ，持续时间为Ｔ的矩形脉冲。如果去除这一限制，就可以得到一般的连续相位调制（ＣＰＭ）信号，ＣＰＭ信号的相位为 ≯（ｆ；ａ）＝２万∑ａｋｈｋｇ（ｔ－ｎＴ）（刀ｒ≤，≤（刀＋１）丁）★＝ｏ 制指数序列，ｇ（ｆ）是某个归一化波形。（２—９）式中，｛ｑ）是由符号表±１，±３，．．．，±（Ｍ一１）中选出的Ｍ元信息符号序列，｛仅）为调 如果对于所有的ｋ，均有吃＝ｈ，即调制指数对所有符号是固定的，称该ＣＰＭ信号为单一调制指数ＣＰＭ。反之，若调制指数从一个符号到另外一个符号发生变化时，称为多重调制指数ＣＰＭ。在这种情况下，｛吃｝以循环方式在调制指数集中变化。如美国先进靶场遥测计划组织的ＡＲＴＭＴｉｅｒＩＩ系统所选用的ＣＰＭ就是多重调制指数ＣＰＭ，其调制指数在扛＝４／１６，见＝５／１６之间循环变化【４１１。多重调制指数ＣＰＭ信号比较复杂，因此，本文仅对单一调制指数作讨论。 如同ＣＰＦＳＫ一样，ＣＰＭ中，波形ｇ（ｆ）一般表示为调制脉冲ｇ（ｔ）的积分，即有 ㈣２．１：ｇｐ）ｄｒ（２－１０１ 根据ｇ（，）持续时间的长短，又可将ＣＰＭ分为部分响应和全响应两种。如果当ｆ＞Ｔ时，有ｇ（ｔ）＝０，则对应的ＣＰＭ称为全响应ＣＰＭ：当ｔ＞Ｔ时，有ｇ（ｔ）≠０，则已调信号称为部分响应ＣＰＭ。通过选择不同的脉冲形状ｇ（ｔ），调制指数ｈ和符号数Ｍ，可以产生出无穷多种ＣＰＭ信号。图２．１展示了两种常见的调制脉冲ｇ（，）及其对应的ｇ（ｆ），其中，（ａ）为矩形（ＲＥＣ）脉冲，（ｂ）为升余弦（ＩＫ）脉冲。 ｇ（ｆ）口（ｆ） ｑ（ｆ） （６） 图２．１ＣＰＭ信号的两种常用脉冲形状下面给出三种常用脉冲波形的表达式。持续时间为ＬＴ的矩形脉冲ＬＲＥＣ；持 ８连续相位调制技术研究及其实现 以及高斯脉冲最小相移键控脉冲ＧＭＳＫ。 （０≤ｆ≤ＬＴ） 其它 （２—１１） （ｏ≤ｆ≤ＬＴ） 其它 （２－１２） ＧＭＳＫ：ｇ（ｆ）＝Ｑ【２万Ｂ＠一Ｔ）／（Ｉｎ２）１，２卜Ｑ【２万ＢＯ—ｉＴ）／（１１１２）１／２】 阶去Ｐ％ｆ ２．１．３最小移频键控（ＭＳＫ）ｐ。３， 最小移频键控（ＭＳＫ）是二进制的ＣＰＦＳＫ以及ＣＰＭ的一个特例，它的调制指数ｈ＝ｌ／２，ｇ（ｆ）是幅度为１／２Ｔ，持续时间为Ｔ的矩形脉冲。在ｎＴ≤ｔ≤（ｎ＋１）Ｔ时间间隔中的载波相位表达式为 ７／．∑嚷＋；ｒａ．ｑ（ｔ－ｎＴ）舭西）＝１１二‘２“ ：幺＋丢刀％（竿）ｆ２．１４１ （，ｚｒ鲻（州）丁）、。 嘶Ｈｃｏｓ陬肌扣＋净丁ｔ－ｎＴ刀 ＝Ａｃｏｓ［２万（ｚ＋石１㈣ｑ），一圭腼ｑ＋包】ｏ丁≤ｆ≤仰＋１）丁） 篡幸五＝正＋寿 那么由式（２．１５）所确定的二进制ＣＰＦＳＫ信号可以写成如下形式ｐ峋 驰）＝Ａｃｏｓ［２万∥＋幺＋三聊（＿１）¨】（江１，２）（２－１７） 第二章连续相位调制及软件无线电技术介绍９ 频率间隔ａｆ＝五－ｆ，＝１／２Ｔ。为了确保在长度为Ｔ的信号传输间隔上而（ｆ）和ｓ２（ｔ）的正交性，最小频率间隔ａｆ＝１／２丁是必要的。这也是为什么具有ｈ＝１／２的二进制ＣＰＦＳＫ称为最小移频键控（ＭＳＫ）的原因。 ＭＳＫ也可以表示成四相ＰＳＫ的形式，特别是可以表示成等效低通数字调制信号的形式 １，（ｆ）＝∑ｂｐ（ｆ一２刀丁）一心洲ｐ（ｔ－（２ｎ＋１）Ｔ）ｌ 式中，ｐ（ｔ）是半个周期的正弦脉冲，定义为（２．１８） ｐ（ｆ）＝ｓｉｎ万；ｒｔ（０－＜ｔ＜２Ｔ） ０（２．１９）（其它） 信息序列｛ｑ）中偶数编号的二进制取值取值（±１）的符号｛口：。）经由余弦载波发送，而奇数编号的符号｛口２川）经由正弦载波发送。正两个正交载波分量的传输速率均为１／２Ｔｂ／ｓ，从而合成的传输速率为１／Ｔｂ／ｓ。同时，在正弦和余弦载波分量上的比特转移在时间上交错了丁，即一个码元符号时间，由于这个原因，这种信号又称为偏移正交ＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）。 ２．２ＣＰＭ信号的频谱特性 通信系统中，可用的信道带宽常常是有限的。因此，在设计调制方式时，需要首先分析调制信号的频谱情况，并根据信号频谱分布情况确定信道带宽，或者根据可用信道带宽选用合适的调制方式。根据信号处理理论，信号的功率谱密度可以由信号自相关函数的傅立叶变换得到。 ＣＰＭ信号的通用表达式可以写成 ｓ（ｆ）＝Ａｃｏｓ［２ｘ＇ｆ，ｆ＋≯Ｏ；云）】（２—２０） 式中， 舭云）＝２万办∑ａｋｑ（ｔ－ｋＴ）Ｉ＝ｏ（２—２１） 序列｛ｑ｝中的每一个符号取Ｍ个电平值｛±１，±２９，ｏｏ，±（Ｍ一１））中的一个。当这些符号统计独立且服从先验等概时，根据文献［４４】的推导，ＣＰＭ信号的平均自相关函数可以简化为 １０连续相位调制技术研究及其实现 柏＝刍ｒ照击笔瓣笔篇帮防ｐ２２， 其中，『・１表示向上取整。相应的功率密度谱表达式简化为 ①，，．，（厂）＝２旧无（ｆ）ｃｏｓ２万乃办 ＋而１－ｇ／（ｊｈ）ｃｏｓ。１＋沙２ １＋少２２ｚｒｆｆ一再歹≠（ｊ堕ｈ）型－２些∥（生ｊｈ）ｃｏｓｓ２ｏｃ）ｚ［ｆｌ＂ＪＬＴｈｊ（ｙ２－）ｈｊ（．弘．［２万∥出１矿无（ｒ）ｃ。ｓｒ”＼‘，～～”Ｊ一’（２．２３）、。～７ｂＭ２Ｊｒｆ／＂￡≯无（ｆ）ｓｉｎｒ尸…”∥…Ｉ２万∥出Ｉ ’： ● ： ： ———，—－＿・・’’…ｊｆ』鲻ｌ＇ｔ＝０．８．∞＼¨● ＼ 墨寰摹§酬《一妙１。１户１・２‘ ： ： 图２．２Ｍ＝２时，不同调制指数的ＣＰＦＳＫ信号所对应的功率密度图 作为ＣＰＭ信号中的一种，首先给出不同信号进制Ｍ下的ＣＰＦＳＫ的功率谱密度分析的数值计算结果。图２．２、图２．３和图２．４分别对应Ｍ＝２、Ｍ＝４、Ｍ＝８的情况。 通过对图２．２、图２．３以及图２．４的分析，可以得到以下结论：１，当调制指数ｈ＜１时，功率密度谱相对较平滑，而且调制指数越小，信号所 第二章连续相位调制及软件无线电技术介绍ｌｌ 占的带宽越小； ２，当调制指数ｈ趋向于１时，谱密度曲线出现尖锋，当ｈ＝１时，会在Ｍ个频率处出现冲激。图中，只显示了比载波频率高的部分，因此，实际尖锋的数目应该是图中显示的两倍； ３，当ｈ＞１时，占用带宽更宽，且同时随着ｈ的增大而增大。因此，在实际的通信系统中，为了节省带宽，通常都选用ｈ＜１。 以下结合对其它不同参数情况下的ＣＰＭ信号所作的分析，说明各参数对信号带宽的影响。为了比较方便，将谱密度和横坐标的频率值都做归一化处理，即取横坐标为（ｆ一五）木瓦，其中，ｆｏ为已调制信号的中心频率，瓦为码元时间宽度。 ＇ ｎ９ Ｏ．６ｈｔｌ．∞ ｎ７ Ｏ．６ 嚣ｎ５ 磐 ｎ４ ｏ．３ ０１２ ｎ１ Ｏ。当楚诊绞。＿１１＝１．１ 图２．３Ｍ－－－４时，不同调制指数的ＣＰＦＳＫ信号所对应的功率密度图 １２连续相位调制技术研究及其实现 图２．４Ｍ＝８时，不同调制指数的ＣＰＦＳＫ信号所对应的功率密度图 图２．５、图２．６、图２．７和图２．８分别显示了信号进制Ｍ、调制指数ｈ、关联长度Ｌ以及脉冲形状对ＣＰＭ信号功率谱的影响。其中图２．５取ｈ＝０．２５，２ＲＣ，而信号进制分别取Ｍ＝４，８的ＣＰＭ信号功率谱；图２．６取Ｍ＝４，２ＲＣ，而调制指数分别取ｈ＝Ｏ．２５，０．５，０．７５的ＣＰＭ信号功率谱；图２．７取Ｍ＝４，ｈ＝Ｏ．２５，２ＲＣ，而关联长度分别取Ｌ＝ｌ，２，３的ＣＰＭ信号功率谱；图２．８取Ｍ＝４，ｈ＝０．２５，Ｌ＝２，而脉冲形状分别取矩形和升余弦的ＣＰＭ信号功率谱。 通过对图２．５、图２．６、图２．７以及图２．８的分析，可以得出以下结论： １，随着进制数Ｍ的增加，ＣＰＭ信号所占用的带宽也迅速增加。即进制数Ｍ增加后，信号能量不再集中于低频段，而是向高频段分散； ２，调制指数越大，占用的带宽也就越大。选择相对较小的调制指数，可以节省发送信道带宽； 图２．５不同信号进制所对应的ＣＰＭ信号的功率谱分布 第二章连续相位调制及软件无线电技术介绍１３ 图２．６不同调制指数所对应的ＣＰＭ信号的功率谱分布 图２．７不同关联长度所对应的ＣＰＭ信号的功率谱分布 Ｍ＝＾吼２５ 。Ｎ一一ｏ…■ｉｌ－－２ＲＣｃ｝…一ｉＮ…■一ｒ—ｒ—ｊ一…：｝：：：｛一一Ｉ！ｉ｛：：：：；ｊ；｝妗…一■ＮＩ一－一－Ｃ－－－ｉ｛ ：。 ｌ觯：＼＼Ｉ：ＩＩ’Ｉｌ、、—ｋ 一『¨＼ｒ—ｊＩ３＼Ｖ．—／／…一ＩＩ…”ＩＩ一Ｉ 一一一Ｔ一一一１ 图２．８不同脉冲形状所对应的ＣＰＭ信号的功率谱分布 ３，信号带宽随关联长度的增加而减小。对于４ＣＰＭ信号，关联长度由１增加到２时，带宽减小较明显，同时，旁瓣也几乎消失；关联长度由２增加到３时， １４连续相位调制技术研究及其实现 带宽变化不明显； ４，对于四进制ＣＰＭ信号，选择脉冲函数为升余弦脉冲ＲＣ时，对应ＣＰＭ信号带宽和矩形脉冲所对应的相差不大，但选择升余弦时，频谱旁瓣衰减明显比矩形脉冲的要迅速得多。 ２．３软件无线电的理论基础 软件无线电以开放性、通用性和可扩展性的硬件为平台，通过加载各种应用软件来适应不同用户、不同应用环境的不同需求，从而实现各种无线电功能。它是一种以现代通信理论为基础，以数字信号处理为核心，以微电子技术为支撑的新一代无线通信体系结构。其基础理论主要包括信号采样理论、多速率信号处理理论、高效数字滤波器以及正交变换理论等【５０１。 ２．３．１软件无线电中的采样理论 软件无线电的核心思想是对于由天线感应的射频模拟信号，尽可能地直接进行数字化，将其变换为适合于数字信号处理器或计算机处理的数据流，然后通过软件来完成各种功能，使其具有更好的可扩展性和应用环境适应性。所以，软件无线电首先面临的问题就是如何对工作频带内的信号进行数字化，也就是如何对所感兴趣的模拟信号进行采样，这是软件无线电中最基本的，也是最关键的问题。 由于软件无线电所覆盖的范围一般要求比较宽，例如从０．１ＭＨｚ到２．２ＧＨｚ，作为软件无线电，必须具有这样的频带才能具备广泛的适应性。但是对如此宽的频带按Ｎｙｑｕｉｓｔ采样定理所需的采样速率至少大于４．４ＧＨｚ，这显然是不现实的。所以，宽频带工作的软件无线电台无法采用Ｎｙｑｕｉｓｔ采样技术来对信号进行采样，而必须采用带通采样。 带通采样定理表达如下：设一个频率带限信号ｘ（，），其频带限制在（五，厶）内，如果其采样速率．ｆ满足： ｚ＝毪掣 信号采样值ｘ（甩Ｉ）能够准确地确定原信号ｘ（ｆ）。式（２．２４）用带通信号的中心频率五和频带宽度Ｂ也可以表示为：（２—２４）式中，胛取能满足Ｚ≥２（厶－Ａ）的最大正整数，则用Ｚ进行等间隔采样所得到的 第二章连续相位调制及软件无线电技术介绍１５ ｚ＝羔（２・２５） 式中，ｆｏ＝（厶＋Ａ）／２，刀取能够满足Ｚ≥２Ｂ的最大正整数，Ｂ为频带带宽。 运用带通采样定理时有几点值得注意。其一，上述带通采样定理适用的前提条件是：只允许在其中一个频带上存在信号，而不允许在不同的频带上同时存在信号，否则将引起信号混叠。其二，上述的频带宽度Ｂ不仅仅只限于某一信号的带宽。单从对模拟信号的采样数字化来讲，这里的Ｂ应理解为处理带宽，也就是说，在这一处理带宽内的可以同时存在多个信号，而不只限于一个信号。理解这一概念对于进一步理解软件无线电的结构和数学模型是非常重要的。其三，从理论上讲，带通采样信号允许采样率大大低于两倍的信号的最高频率，这意味着可以使用较低的ＡＤＣ采样频率，进而获得更好的性能，更低的功耗和成本。然而，在使用中一个重要的限制是：ＡＤＣ必须能够有效的工作在信号的最高工作频率上，这一点通常是作为ＡＤＣ的模拟输入带宽来给出的。一般的ＡＤＣ的特性是随着输入频率的提高而降低的，将ＡＤＣ用于带通采样时，必须检查被采样信号的频率范围是不是在ＡＤＣ的允许带宽之内。 利用带通采样的特性，可进行频谱搬移。例如，对于以７０ＭＨｚ中心频率，带宽为７．５ＭＨｚ的信号，使用４０ＭＨｚ采样速率对其进行采样，采样前与采样后的频谱搬移过程如图２．９所示。可知，在进行带通采样及相应滤波后，输出信号的频谱被搬移到以１０ＭＨｚ为中心频率处。 ￡＝１０ＭＨｚ 图２．９１Ｉ＝４０ＭＨｚ带通信号经采样及滤波后频谱搬移示意图 ２．３．２多速率信号处理技术 带通采样定理的应用大大降低了所需的射频采样速率，为后面的实时处理奠定了基础。但是，从软件无线电的要求来看，带通采样的带宽应该越宽越好，这样对不同的信号会有更好的适应性。而且采样速率越高，在相同的工作频率范围内所需的“盲区”采样频率数量就越少，有利于简化系统设计。另外，当对一个频率很高的射频信号采样时，如果采样频率取得太低，对提高采样量化的信噪比 １６连续相位调制技术研究及其实现 是不利的。所以，在可能的情况下，带通采样速率应该尽可能选得高一些，使瞬时采样带宽尽可能的宽。但采样速率提高的同时带来了另一个问题，即采样后的数据速率很高，可能导致后续的信号处理速度跟不上。如果数据吞吐率太高是很难满足实时性要求的，所以，有必要对Ａ／Ｄ转换后的数据流进行降速处理。 一个实际的无线电通信信号的带宽一般为几十千赫兹到几百千赫兹，实际对单信号采样时所需的采样速率是不高的，对这种窄带信号的数据流进行降速是完全可能的。多速率信号处理技术为这种降速处理的实现提供了理论依据。 多速率处理包括取样率的整数倍变换及分数倍变化，其中，分数倍变化实际上是整数倍抽取和整数倍内插相结合的情况。 所谓整数倍抽取是指把原始采样序列ｘ（ｎ）每隔（ＪＤ—１）个数据取一个，以形成一个新序列ｘｎ（聊１，即： ＸＤ（ｍ）＝ｘ（ｍＤ）（２—２６） 式中，Ｄ为正整数。很显然，如果ｘ（，ｚ）的采样速率为Ｚ，则其无模糊带宽为Ｕｓ／２。当以Ｄ倍抽取率对ｘ（刀）进行抽取后得到的抽取序列ｘｏ（ｍ）的取样率为Ｚ／Ｄ，其无模糊带宽为Ｚ／（２Ｄ），当ｘ（疗）含有大于Ｚ／（２Ｄ）的频率成分时，勤（，，ｚ）就必然产生频谱混叠，－导致从ｘｏ（ｍ）中无法恢复ｘ（，ｚ）中小于Ｚ／（２Ｄ）的频率分量。完整的抽取器的方框图如图２．１０所示。需要指出的是，当原始信号的频谱分量带宽本身就小于Ｚ／（２Ｄ）时，前置滤波器可以省去。 五ｒ一上％（Ｐ归）上ＤＸｏ［ｅ∥Ｊ一 图２．１０完整的抽取器结构示意图 抽取器通常用于无线电接收机，而内插理论是发射机的理论基础。所谓整数Ｉ倍内插就是指在两个原始抽样点之间插入（Ｊ一１）个零值，设原始抽样序列为ｘ（行），则内插后的序列而（ｍ）为： 咖）＝∥Ｄ譬Ｈ，＋２Ｌ…’ 波器中的低通滤波改成带通滤波即可。（２．２７）完整的内插器方框图如图２．１１所示。利用内插不仅可以提高时域分辩率，而且也可以用来提高输出信号的频率。要达到该目的，只需要将图２．１ｌ所示内插滤 图２．１１完整的内插器结构示意图在实际设计中，当抽取倍数Ｄ很大时，所需的滤波器的阶数将非常高，以致 第二章连续相位调制及软件无线电技术介绍１７ 于无法实现，为此，我们可以考虑采用分级抽取。分级抽取方法可以大幅度减少滤波器的阶数，这样，也就降低了对滤波器的设计要求。 ２．３．３软件无线电中的高效数字滤波 实现取样率变换（抽取或内插）的关键问题在于如何实现抽取前或内插后的数字滤波。对于基带抽取，滤波器为低通数字滤波器，对带通信号的“整带”抽取，滤波器为带通数字滤波器。总之，无论是抽取还是内插，或者是取样率的分数倍变换，都需要设计一个满足抽取或内插要求的数字滤波器。该滤波器性能的好坏，将直接影响抽取率变换的效果及其实时处理能力。这里将主要讨论多速率信号处理中的半带滤波器和级联积分梳状滤波器等高效数字滤波问题。 １ ０． ∞ｏ％乏％万 图２．１２半带滤波器 ｌ，半带（Ｈａｌｆ－Ｂａｎｄ，ＨＢ）滤波器 半带滤波器在多速率信号处理中有着特别重要的位置，因为这种滤波器特别适合于实现Ｄ＝２Ｍ倍（即２的幂次方倍）的抽取或内插，而且计算效率高，实时性强。 所谓半带滤波器是指频率响应Ｈ（ｅｊ。１满足以下关系的ＦＩＲ滤波器： 最＝露＝万。＾ｃ：（２・２８）、一７ 这也表明，半带滤波器的阻带宽度（万一％）与通带宽度（％）是相等的，且通带阻带的纹波也相等，如图２．１２所示。半带滤波器具有如下性质： 日（Ｐ问）＝１一日（口咖叫’） Ｈ（ｅｊａ／２）＝ｏ．５（２—２９） ｍ，＝｛苌兰虬 也就是说半带滤波器的冲激响应，在除了零点以外的其余偶数点处全为零。所以，采用半带滤波器来实现取样率变换时，计算量仅相当于一般的滤波器的一半。因 连续相位调制技术研究及其实现 而，其计算效率高，特别适合于实时处理。 ２，级联积分梳状（ＣａｓｃａｄｅｄＩｎｔｅｇｒａｔｏｒ－Ｃｏｍｂ，ＣＩＣ）滤波器 ＣＩＣ滤波器是ＩＩＲ和ＦＩＲ滤波器的组合，它能用简单的结构，较少的资源灵活地实现输入、输出数字信号的速率变换，往往在ＤＤＣ中用作第一级处理。根据ＣＩＣ滤波器结构不同，可以实现内插和抽取的功能，分别应用于ＤＵＣ和ＤＤＣ。ＣＩＣ与ＨＢＦ滤波器相结合，可以实现大动态范围，高倍数的信号抽取。一个ＣＩＣ滤波器主要由两部分组成，分别为梳状滤波器和积分滤波器，如图２．１４。 ／朋） Ｌ一一一一一一一一一一一一一一一一一一一Ｌ一一一一一一一一一一一一一一一一一一一Ｉ （口）ｃ，ｃ抽取器结构（ｂ）㈣插器结构 图２．１３ＣＩＣ抽取器和内插器结构 梳状滤波器（ＣｏｍｂＦｉｌｔｅｒ）也称为简单系数ＦＩＲ滤波器，这种滤波器由于每个抽头系数非“０＂即“ｌ＂，所以仅需延迟器和加法器就可构成，实现起来非常方便。其冲激响应为： 坳）＝托黧鲋。１ 其中，Ｍ为滤波器的阶数。其频率响应Ｈ（ｃ０１为：（２－３。） 日（国）＝∑办（疗）Ｐ咖岽芒箐即）＝Ｍ驴－Ｉ矿肋＝ｅ－Ｊｄ＇（Ｍ－Ｉ）／２．篙箸 可见日（彩）为线性相位ＦＩＲ滤波器，其幅频特性为： Ｉ（２－３１）（２－ ｆ日（国）ｆ－ＩＩ 其形状很像梳子，故得名梳状滤波器。（２・３２） ・（口）基本梳状单元（力基本积分单元 图２．１４基本积分单元和基本内插单元 积分器（Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ）是一类ＩＩＲ滤波器，但它没有前馈部分，而是后反馈系统。在ＣＩＣ内插滤波器中，梳状滤波器起频谱开槽作用。具有Ｋ级延迟的梳状滤 第二章连续相位调制及软件无线电技术介绍１９ 波器将在一个周期２１ｒ内开Ｋ＋１个槽口，而积分器起低通滤波作用。所以把二者级联后，其频率响应具有较好的低通性能和较大的阻带衰减。增加滤波器的阶数会使通带衰减加快，过渡带变窄。需要说明的是上图中积分器工作时工作频率为梳状滤波器的Ｒ倍（Ｒ为内插因子），所以积分器必须有零值填插功能。同样，ＣＩＣ抽取滤波器的结构与此类似。只不过积分器的位置在前，梳状滤波器在后，并且前者的工作速率为后者的Ｒ倍。 第三章连续相位调制信号的解调技术２１ 第三章连续相位调制信号的解调技术 连续相位调制是一种有记忆的调制方式，其记忆特性来自于从一个信号间隔到到下一个间隔时发送载波相位的连续性。因此，ＣＰＭ信号的最佳检测必须使用最大似然序列估计（ＭＬＳＥ）形式的接收机。相应的，其最佳接收机由相关器跟随一个最大似然序列检测器组成，该检测器通过状态网格搜索最小欧氏距离的路径，维特比算法是执行这种搜索的有效方法。在介绍ＣＰＭ信号的解调原理之前，首先介绍一下ＣＰＭ的状态表示以及网格图的形成。 本章也给出了基于最大似然块估计的非相干解调方法。 ３．１ＣＰＭ信号的状态图表示法 ＰＡＭ、ＰＳＫ和ＱＡＭ信号都可以用信号空间中的离散点，也就是所谓的信号星座图来表示，而ＣＰＭ信号不能用该方法表示，这是因为载波相位是时变的。通常，可以采用由一个相位状态转换到另一个状态的各种路径或轨迹来描述连续相位信号。 ３．１．１传统状态图表示法 对ＣＰＭ信号而言，携带信息的数据包含在相位项痧（ｆ；云）中，在任一码元间隔ｎＴ≤，≤（刀＋１）Ｔ内，ＣＰＭ信号的载波相位可以表示为 ｎ－Ｌｎ 她云）＝万办∑ａｋ＋２ｎ＇ｈ∑ａｋｑ（ｔ－ｋＴ） ｋ＝－－∞ｋ＝ｎ－Ｌ＋ｉ（３－１） 其中，Ｔ为码元间隔，Ｌ为关联长度，也就是调制脉冲函数ｇ（，）持续的码元间隔数，ｈ为调制指数，厅＝（…，％－ｌ，ａｎ）为发送的Ｍ进制码元序列，ｑ∈｛＋１，±３，．．．，±（Ｍ一１）），ｇ（，）为调制脉冲ｇ（ｔ）的积分函数，称为相位脉冲函数。根据式（３－１），ＣＰＭ信号在ｆ＝ｎＴ时刻的状态可以表示为 最＝｛见，见小吃一：，…，幺一川＞ 其中， ｒｌ－－Ｌ（３—２） 幺＝Ｒ。ｍ∑ａＡ ．（３－３）ｋ＝－－。 连续相位调制技术研究及其实现 （恐石【ｘ】表示Ｘ对２万取模）称为相位状态，（％小ｑ印…，％一川）称为相关状态。当ｈ＝Ｋ／Ｐ（Ｋ和Ｐ为互质的整数）时，状态数为 Ｍ－｛２删ＰＭ：。蒜萋Ｉ一。“１Ｋ为偶数ｐ４，ＶＶ 也就是说，Ｋ为偶数时，有Ｐ个相位状态；Ｋ为奇数时，有２Ｐ个相位状态。 由于相差２万整数倍的相位在物理上是不可区分的，因此称模为２石的相位为物理相位，用歹表示： 口＝是。［卅（３－５） 用物理相位表示的ＣＰＭ信号的相位轨迹是时变的，图３．１为ＭＳＫ信号的相位树，图３．２为ＭＳＫ信号的物理相位状态网格图。因为ＭＳＫ的关联长度Ｌ＝Ｉ，所以此时只有相位状态而没有相关状态，可能的相位状态（经模２万运算）为｛Ｏ，万／２，万，３万／２），从图中可以看出，相位状态每隔Ｔ在｛０，万）和协／２，３万／２）之间跳变，因此这种状态网格图是随时间变化的。 ．ｐｔＫⅡｅ 。◆． 婚一７／ 图３．１ＭＳＫ信号相位树 图３．２ＭＳＫ物理相位网格图 第三章连续相位调制信号的解调技术 ３．１．２改进的状态图表示法 对于图３．１中所示的ＭＳＫ信号相位树，如果取最下方的相位轨迹为参考，即令沙（，，云）＝缈（，，历）＋万（１／２），／丁，则得到的新的相位树和物理相位网格图分别如图３．３和图３．４。新的物理相位网格图上的每一点表示的不再是绝对的相位而是相对相位值，同时可以发现，新的物理相位网格是时不变的。 ｒ２７＇３Ｔ４Ｔ５Ｔ６ｒ 图３．３引入倾斜相位后的ＭＳＫ信号相位树 ｒ２丁３ｒ４Ｔ５／＂６／＂ 图３．４引入倾斜相位后的ＭＳＫ信号物理相位网格图 将以上结果进行推广，对于Ｍ进制的ＣＰＭ信号而言，时不变网格ｙ（ｆ，云）如下： 缈（ｆ，面）＝伊（ｆ，ｇｔ）＋ｘｈ（Ｍ一１）ｔ／Ｔ（３－６） ∥（ｆ，口）和妒（ｆ，口）分别称为ＣＰＭ信号的倾斜相位和传统相位。将式（３—６）代入式（３－１）可得： ｎ－Ｌ刀 ｇ（ｔ，口）＝万办∑ｑ＋２ｒｃｈ∑ａＪ（ｔ—ｉＴ）＋刀ｃｈ（Ｍ一１）ｔ／Ｔ ｔ＝Ｏｉ＝ｎ－Ｌ＋ｌ行丁≤ｆ≤（刀＋１）丁（３－７） 在此，假设ａ。＝ａｚ＝…－ａ工＝０。引入修正的信息序列口＝（矿工，以川，．．．）其中Ｕ＝（ｑ＋（Ｍ一１））１２。这样做的好处在于：不管Ｍ取值是奇数还是偶数，新的输入符号序列Ｕ的取值范围是严格意义上的Ｍ进制。由式（３－７）可以得到： ２４连续相位调制技术研究及其实现 ｎ—Ｌ￡一ｌ ｙ＠＋刀丁，口）＝２ｘｈＺＵ＿ｆ＋４ｎ＇ｈＺ％一ｆｑ（ｒ＋ｉＴ）＋ｌｒｈ（Ｍ－１）ｒ／Ｔ ｊ＿Ｏ Ｌ－！ｔ＝０ 一２ｒｒｈ（Ｍ－１））－＿！ｇ（ｆ＋ｆ丁）＋（三一１）（Ｍ一１）万办 ｔ＝Ｏ（３—８） Ｏ≤ｆ≤丁 可以观察到，式（３．８）的右端中与时间有关的项仅取决于ｆ＝ｔ－ｎＴ。对其中依赖于数据的时间常量部分取２万的模，可得： 恐。卜纠～ＲＩＩ＝Ｏ恐。ｌ２万办∑∽Ｉ＝：石Ｊ万Ｋ／尸盹∑脚 砟（３－９）＝马。万Ｋ／Ｐ１枇∑脚 其中，Ｒ，『．１表示取整数Ｐ的模的操作。可以看出，这一部分的取值有Ｐ种可能性。至此，我们说明了ＣＰＭ信号的倾斜相位歹ｐ＋ｎＴ，厅）可以构成一个时不变网格图。 除了提供良好的频谱特性以外，ＣＰＭ调制信号与其它的ＰＳＫ调制相比具有一定的编码增益。这种编码增益是由相位连续而引起的，可以用常用的编码结构来解释。通过对比分析ＣＰＭ和卷积码，可以发现两者有一定的相似性。它们都可以用网格图来表示，这也反映了其记忆特性。因此，对于这样的系统而言，可采用维特比译码算法作为其最佳解调结构。同时，我们还可以将ＣＰＭ模型分解为两部分：一个连续相位编码器和一个无记忆特性的调制器，如图３．５所示。 图３．５的分解法有两个明显的优点。其一，调制端的编码器可作为一个单独的部分来加以研究，从而可以寻找编码器或译码器的替代实现方案来取代现有的方案，以降低复杂度或优化性能。更进一步，如果可以证明该连续相位编码器是线性非时变的，就可以将卷积码的编解码方法应用到连续相位编码器（ＣＰＥ）上。同时，我们也可以寻求一种较好的编码方案，使得编码器输出的欧氏距离最大化，从而优化系统性能。 以∈｛ｏ…１．．，Ｍ—ｌＬ线性连续相位 编码器ｘ。无记忆的调制器ｓ（ｆ；咒）一 图３．５ＣＰＭ信号的分解 第二个优点在于，由于调制器的独立性，可以将该无记忆调制器、波形信道（假设为加性高斯白噪声信道）以及接收端的解调器串联以后看成一个无记忆的信道模型。 １，无记忆调制器（ＭｅｍｏｒｙｌｅｓｓＭｏｄｕｌａｔｏｒ，ＭＭ） 第三章连续相位调制信号的解调技术 引入新的信号变量后，可得新的ＣＰＭ信号表达式ｓ（ｔ，衫）＝√丽Ｃ０ｓ（２硝，＋妒（ｆ，疗）＋‰）（３．ＩＯ）其中，引入了新的频率变量石＝ｆｏ－ｈ（Ｍ一１）／２Ｔ以补偿∥（，，Ｏ）－与ｒｐ（ｔ，Ｄ）之间的差别，记 歹（升刀丁，痧）＝Ｒ。［沙（ｒ＋刀ｒ，口）］ ＝垦疗 ＝恐， ０≤ｆ≤丁＋Ａ”¨口钟锄竹ｆ枇∑枷ｑ万］●ｕ摧衅■。，十 其中， Ｌ－ｉ 形（ｆ）＝ｌｒｈ（Ｍ一１）ｒ／Ｔ一２ｘｈ（Ｍ－１）歹］厂（ｆ＋ｆ丁）＋（三一１）（Ｍ一１）ｚｒｈ ｌ＝Ｏ（３。１２） 表示与数据无关的项。式（３．１１）可以完整的确定物理相位，也就完整的确定了输出信号。ＭＭ的输入可以写成 以＝ｆ以，．．．，％川，Ｋ】 其中，（３－１３） 圪：廓ｆ－∑ｎ－Ｌ∽１Ｌｓ＝Ｏ（３－１４）Ｊ 表示在ｎ时刻，自０到ｎ－Ｌ的相位累积。用歹（ｆ，以）代替妒ｐ＋甩丁，Ｄ），Ｒ用ｓ（ｒ，Ｋ）代替ｓ（ｒ＋ｎＴ，痧），可得 ｓ（ｆ，以）＝厄丽ｃｏｓ（２万石（”刀丁）＋歹（ｆ，以）＋‰）Ｏ＜ｒ＜Ｔ 将右端展开，可得（３．１５） ｓ（ｆ，Ｋ）＝Ｉ（ｒ，一）①，（ｆ）＋Ｑ（ｆ，以）％（ｆ） 其中，（３—１６） Ｉ（ｒ，以）＝压万ｃｏｓ歹（ｒ，五） Ｑ（ｒ，以）＝拓万ｓｉｎ歹（ｒ，以）（３－１７） 三掣麓ｓ“ｉｎ２［硝２ｚｒｆ。ｌ（ｒ棚＋聃ｎＴ）＋州ｑｏｏ】①Ｑ（ｆ）＝一√ｌ／２】（３－ｔ８）Ｖ一７ 依照式（３—１６）、式（３一１７）以及式（３．１８），得到ＭＭ的方框图如图３．６。注意，由 连续相位调制技术研究及其实现 式（３．１３）和式（３．１４）ｎ－］知，输入符号序列的取值有ＰＭ￡种可能；由式（３—１１）可知，每个符号周期的起始时刻的相位有肼“１种可能状态。 ｏ，（ｒ） 图３．６无记忆调制器 ２，连续相位编码器（ＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＰｈａｓｅＥｎｃｏｄｅｅｒ，ＣＰＥ） ＣＰＥ的任务在于更新ＭＭ的输入，利用下一个虬＋。来产生下一个ＭＭ的输入以＋。。在式（３－１４）ｄｇ，利用ｎ＋１替换ｎ，可以得到Ｋ的迭代表达式： ｌｎ－Ｌ＋ｌｌＩｎ－ＬＩ 圪＋。＝砟Ｉ∑ＵｉＬｉ＝ＯＪＩ＝Ｒ尸Ｉ∑∽＋％川ＩＬｔ＝ＯＪ ＝砟［邱［喜ｕ］＋ｕ一“Ｉ］ｃ３一ｔ９， ＝邱【圪＋以山。】 卜１ｒ］ｒ Ｉｕ１Ｖ越日扫妊吨辛 图３．７连续相位编码器 图３．７为连续相位编码器的示意图，其中，圪的求和操作过程中应包含取模Ｐ的操作。该编码器的输出结果为五，共需Ｌ级移位寄存器，将各级寄存器输出的集合列为状态变量，则有 吒＝［虬小以印…，虬山。，圪】（３—２０） 可见，共有ＰＭ卜１种可能状态。 最后，作为一个例子，给出分解为连续相位编码器和无记忆调制器之后的ＭＳＫ调制器的实现过程，如图３．８所示。对于ＭＳＫ信号而言，Ｌ＝１，因此，吒＝【Ｋ】。 第三章连续相位调制信号的解调技术 无记忆调制器２７ ００ｏｏｓ（ｕｒｌＴ＋ｔｒ） ｃｏｓ（ｘ）＝一１ ∞ｓ（Ｗ） 。ｏｓ（ｏ）＝ｌ１００１连续相位编码嚣ｌｌ ￡，。啦 ４，；ｘ０ ｊＬ一，。Ｊ：ｆ）Ｌｌ一厂１、．ｒ］一 一Ｉ必ｔ±Ｉ‘ Ｉｌ同相支路映射器，Ｔ／一广、正交支路映射器‘面ａ（ｔｔｒＩＴ＋ｌｒ） 咖■）＝０ ｓｉｎ（ｘｒ） 如（ｏ）＝０ｌＯ—ｏ０ｌ００Ｔ％（ｒ） 图３．８分解为连续相位编码器和无记忆调制器后的ＭＳＫ调制器 ３．２最大似然序列检测方法 在高斯白噪声信道中传输的信号，接收信号可以表示为 ｒ（ｔ）＝％（ｆ）＋ｎ（ｔ）（３—２１） 其中，％Ｏ）是发射机的Ｍ个信号波形，ｍ＝１，２，．．．，Ｍ，，ｚ（，）是随机噪声过程。 接收信号 信号解调器检测器判决输出 图３．９接收机的划分 将接收机划分为两个部分，信号解调器和检测器，其结构如图３．９所示。其中，信号解调指信号波形的恢复，即将带通信号脉冲信号恢复为无失真的基带脉冲信号；检测通常是指采样判决过程，是包括判决在内的所有接收机基带信号的处理过程。 信号解调器侧重于波形恢复，将接收波形变换成ｎ维向量尹＝【ｒｌ，吃，．．．，‰】。其中，Ｎ为发送波形的维数；检测器的功能，就是根据向量尹，判定Ｍ个可能的波形中那一个是被发送的，它侧重于码元的判决。 ３．２．１最大似然解调原理 在一个由Ｎ个基函数｛Ｚ（ｒ）＞架构的信号空间中，发送信号集｛％（，），ｍ＝ｌ，２，．．．，Ｍ）中的每一个信号，都可以表示成这Ｎ个基函数｛Ｚ（，）＞的加权线 连续相位调制技术研究及其实现 性组合。假设接收信号通过一组并行的Ｎ个互相关器，这些相关器主要计算，Ｉ（ｆ）在Ｎ个基函数｛Ｚ（，））上的投影，可得 ｆｒ（ｔ）Ｌ（ｔ）ｄｔ＝ｎ％（ｒ）＋刀（ｔ）］ｆｋ（ｔ）ｄｔ（３－２２） 记 ｒｋ＝Ｓｉｎｋ＋ｎｋ（后＝ｌ，２，．．．，Ⅳ）（３－２３） 式中， ｓ础２上Ｓｍ（ｔ）ｆ，（ｔ）ｄｔ（七＝１，２，．．・，Ⅳ）（３－２４） ｎｋ２上ｎ（ｔ）ｆ女（ｔ）ｄｔ（七＝１，２，…，Ⅳ）（３－２５） 信号可由具有分量Ｓｉｎｋ（ｋ＝ｌ，２，．．．，Ｎ）的向量瓦表示，它们的值取决于Ｍ个信号中哪一个被发送。｛体）分量是随机变量，它们由加性噪声而引起。 信号检测器根据每个信号间隔中向量尹的观测值，对该间隔内的发送信号作出判决，并使作出正确判决的概率为最大。因此，需要研究基于后验概率计算的判决规则，后验概率定义为 尸（发送信号瓦Ｉ尹）（ｍ＝１，２，．．．，Ｍ）（３—２６） 将它缩写为尸（瓦Ｉ尹）。该判决规则的根据是选择相应后验概率集Ｐ（瓦Ｉ尹）中最大值的信号。可以证明这个准则使正确判决概率最大，因此也使错误概率最小。该判决准则称做最大后验概率准则。 利用贝叶斯（Ｂａｙｅｓ）规则，后验概率可以表示为 肿）＝鼍铲（３．２７） 式中，ｐ（尹ｆ瓦）是给定己条件下的观测向量的条件ＰＤＦ，而尸（瓦）是第ｍ个发送信号的后验概率。上式中的分母可以表示为 Ｍ ｐ驴）＝∑ｐ（尹Ｉ瓦）尸（瓦）（３—２８） ｍ＝ｌ 可以看出，后验概率的计算需要先验概率Ｐ（己）和条件ＰＤＦ即尸（尹Ｉ瓦）（ｍ＝ｌ，２，．．．，Ｍ）。 当Ｍ个信号等概时，对所有的Ｍ，都有尸（己）＝１／Ｍ。为了寻求能使Ｐ（尹Ｉ瓦）最大化的信号，可使用最大似然（ＭＬ）的判决规则。 由于高斯白噪声的分量｛怫）是不相关的高斯随机变量，所以它们是统计独立的，在发送第ｍ个信号的条件下，相关器的输出｛圪）是统计独立的高斯变量，因此，随机变量Ｆ的条件概率分布为： 第三章连续相位调制信号的解调技术 ＾， Ｐ（引瓦）＝兀ｐ（噍ｌ‰）伽＝１…２．．，Ｍ） ｋ＝ｌ（３－２９） 式中，ｐ蚓¨２志ｅｘｐ（＿掣Ⅲ＿１’２，．．埘） ｌＩｌｐ（尹Ｉ瓦）＝一ｊ１ⅣｌＩｌ仞Ｎｏ）一瓦Ｉ荟Ｎ（％一‰）２ Ⅳ（３－３。）将式（３－３０）代入式（３・２９），得到联合条件概率分布为ｐｃ弧，２丽１萨ｅ醑善掣Ｍ叱…朋ｐ３・，（所＝１，２，．．．，Ｍ）（３—３２）对上式取对数后，可化为显然，ｌＩｌｐ（尹Ｉ瓦）在瓦上的最大化，等价于使下面的欧氏距离为最小的信号瓦。 Ｄ（引瓦）＝∑（％一‰）２ ｋ＝ｌ（３—３３） 其中，Ｄ（尹Ｉ瓦）仰＝１，２，．．．，膨）称为距离度量，而 ＮＮＮ Ｄｆｆｌｉ．）＝∑吃２—２∑ｒｋｓ棘＋∑Ｊ础２ 女＝ｌｋ＝ｌｋ＝ｌ ＝Ｍ１２—２Ｆ・瓦＋Ｅｌｌ２ ＝Ｍ１２ｃｆｆ，瓦）（３－３４） 式中，ｃｆｆ，瓦）＝２芦・瓦一１１；．１１２（聊＝ｌ，２，．．．，Ｍ）称为相关度量，用来确定哪一个信号被发送。 综上所述，选择由最佳ＭＬ检测器计算最小欧氏距离Ｄｆｆｌｉｍ）的信号，等效于选择由最佳ＮＩＬ检测器计算一组Ｍ个相关度量中最大相关度量的信号。３．２．２ＣＰＭ信号的最大似然序列检测 ＣＰＭ的最大似然准则算法的基本思想是：通过状态网格搜索具有最小欧氏距离的路径，找到一个可能的估值序列，使得条件概率Ｐ（ａｌｒ（ｔ））最大。这一准则使正确判决概率最大，因此使错误概率最小。Ｖｉｔｅｒｂｉ算法是一种在网格图上寻找最优路径的有效算法。 根据以上的推导，对ＣＰＭ信号而言，在特定的符号序列面条件下的观测信号，．（ｆ）的对数概率与下列互相关度量成正比，我们定义似然函数为眦。（云），即 连续相位调制技术研究及其实现 眦④＝ｒｒ（ｔ）ｃ。豁悯协＝ＣＭ．嗣＋ｒｒ协。ｓ［ｃｏＪ＋舭五）＋ｏ．］ａｔ ＣＭ．（５）项表示直到ｎＴ时刻的幸存序列的度量，而下列项（３－３５）Ｖ～７ １，（面；眈）＝却ｒｎ＋１）Ｔｒ（，）ｃ。ｓ［ｃｏＣｔ＋舭五）＋ｅ．］ｄｔ（３－３６） 表不由在ｎＴ≤，≤仰＋１）２’时Ｉ吲吲辑内的信号所引起的度量的附加增量。于是，可以用递归的方法产生１，（云；眈），在每个码元周期内，我们只需计算其附加增量ｖＯ；ｏ．）。 式（３—２１）ｄ？，ｎ（ｔ）为窄带高斯白噪声信号。接收机前端通常有带通滤波器。设带通的中心频率为载波频率吃，于是咒（ｆ）可以写成 ｎ（ｔ）＝ｎ。（ｔ）ｃｏｓｃｏＣｔ一心（ｆ）ｓｉｎ纹，（３－３７） 于是，式（３－２１）又可以表示成 心）＝愕ｃｏｓ脚讹刳删 ＝√等［ｃｏｓ矽（，；厅）ｃｏｓｑ，一ｓｉｎ矽ｐ；厅）ｓｉｎｑ印＋魄ｏ）ｃ。ｓ纹ｒ＋体ｏ）ｓｉｎ致力 ＝［挣ｃｏｓ加固州纠ｃｏｓ咿【厚Ｓｉｎ她园州纠ｓｉｎｑｆ 不妨令（３．３８） 觅卜堙啷舭ｍ删加）＝停ｓｉＩｌ加固哪） 于县有 ｒ（ｔ）＝，Ｏ）ｃｏｓ吱ｒ－－Ｑ（，）ｓｉｎｑ，ｐ３∞（３－４０） 将式（３—３９）代入式（３－３６），并消去高频分量，可得 １，（云；包）２…、，（肿１）ｒ苎．．．．ｔ（ｎ＋１）Ｔ一 ｊ：ｒ。』ｏ）ｃｏｓ眵（，；历）＋见】衍＋上ｒＱ（ｆ）ｓｉｎ［矽（，；云）＋眈】衍（３－４１） 嵋㈣２篇臻然：彩鬈粤国ｋ（ｔ；西５）ｄｔ＋ｃ。ｓ幺ｆ≯。ｒ委９）ｃ。ｓ≯（ｆ；云）衍＋ｓｉｎ幺』：：＋１妒参（，）ｃ。ｓｐ４２，ｐ“’ 第三章连续相位调制信号的解调技术 Ｈｐ悃 ｃｏｓａ）Ｊ －ｓｉｎａ）＃ｔ～硒７■ｃｏｓ纯相位生成器～｝ｆ（川）ｒ，、＾ｌ一Ｉｋｔ垆广１ｒ厂纯＝一（ｆ；ａ）＋以ｓｉｎ钐． ．卜。‘’。。。ｋ＇、一／维特比检测—————◆信息码并串变换＋叫＆悃－卤－旧＿）魂Ｈ 图３．１０ＣＰＭ信号最大似然序列估计接收机结构示意图 图３．１０给出了最大似然序列检测器结构的示意图。采用维比检测算法来执行ＭＬ序列检测。在每个时刻，进入网格节点的每条路径都有自己的度量。维特比算法比较每条路径的度量，存储最大（最小）度量的路径，称为幸存路径，这样做不会损失网格搜索的最佳性。 在网格图的基础上，维特比算法解调的一般步骤可以概括如下： ｌ，分支度量计算。在（ｎ＋１）Ｔ时刻，针对每个状态节点计算进入节点的Ｍ个分支度量。 ２，路径度量更新。在原有的到达ｎＴ时刻的幸存路径基础上用步骤１中得到的分支度量进行路径度量的更新。此时，对于时ＳＵ（ｎ＋Ｉ）Ｔ的每个状态将得到Ｍ个路径度量值。 ３，确定幸存路径。对时刻（ｎ＋１）Ｔ的每个状态节点比较其Ｍ个更新后的路径度量值，并保留最大值所对应路径，同时消去其它Ｍ．１条路径。对所有状态节点都完成上述操作后，每个节点仅保存一条幸存路径。保留幸存路径数据和路径度量数据。 ４，获得解调数据。每过一个码元（时间增量为Ｔ），重复计算步骤１－－３，直到序列结束。然后选出具有最大路径度量的路径，即为最大似然路径，回溯路径所保存的数据，得到解调数据。 上述的步骤中，分支度量的计算是维特比算法的关键。可通过计算式（３．４２）而得到。 ｖ（云；皖）表示在ｎＴＳｔ≤（刀＋１）丁时间间隔内的信号引起的度量附加增量。采用改进的状态表示法来描述ＣＰＭ信号网格图。信号有Ｍ工个可能的符号序列ａ＝（％，ｑ小…，％山。）以及Ｐ个可能的相位状态｛见），因此在每个信号间隔计算出跗‘个不同的％（云，幺）值，其中每一个值用作相应于前一个信号传输间隔中ＰＭ卜１个幸存序列度量的增量。图３．１０中虚线框中即为该度量的计算步骤。 在维特比译码过程中的每一个状态，幸存序列的数目是ＰＭ卜１个。对于每一个幸存序列，有Ｍ个新的Ｋ（历，幺）增量，该增量附加到现有度量上，产生具有ＰＭ￡个度量的肼工个序列。然而，通过比较筛选，这些序列的数目减回到跗¨个具有相应度量的幸存序列，这是由于在网格的每个节点上汇合的Ｍ个序列中只有一个 ３２连续相位调制技术研究及其实现 最可能的序列，其他Ｍ．１个序列均被舍弃。 值得注意的是，对于最大似然序列检测，每个码元间隔要计算出ＰＭ工个不同的分支度量，对应于前一个码元间隔中删卜１个幸存路径度量的增量。可以看出，最大似然序列检测的计算量随着Ｍ和Ｌ值的增加呈指数增加，所以当Ｍ和Ｌ取值较大时，ＣＰＭ信号的最大似然序列检测器会变得非常复杂，有时难以实现。 此外，对于一个很长的码元序列进行维特比算法解调时，要等到序列结束才能解调出码元序列，则其解调延时对很多实际应用场合来说会太长，用来存储整个序列长度幸存路径的存储器也会太大。同时在计算中发现，当网格图延伸到某一级时，假定为ｘ（ｘ＝以宰三），在Ｘ—ｄ及更早一些的时刻，所有幸存序列以概率趋于１而相同【４４】。所以这时可以通过设定一个判决延时ｄ来改进维特比译码算法，即在任意ｎＴ时刻，每条幸存路径仅保留最新的ｄ个码元，在每经过一个新的码元间隔后，对各幸存路径度量的大小作比较，找出对应最大度量的幸存路径，在网格图上回退ｄ各码元间隔，将该幸存路径上该时刻的码元判决为解调输出。如果ｄ选得足够大，所有幸存路径在该时刻得码元都相同。也就是说，时刻Ｘ的所有幸存路径极有可能起源于时刻Ｘ．ｄ的同一节点。仿真结果表明，当延时ｄ≥５Ｌ时，与原始的维特比算法性能相比，改进算法的性能下降可以忽略不计。 ３．３基于减少状态的序列检测方法 要满足较高的频谱效率，就需要较长的平滑相位脉冲、多进制调制信号集以及较小的调制指数。在进行最佳解调时，匹配滤波器组的数量２ＰＭ“１和维特比解码器的状态数删卜１很多。如，对于参数为Ｍ＝８，ｈ＝１／８，２ＲＣ的部分响应ＣＰＭ信号，其最佳检测所需的匹配滤波器组数目为１２８，网状图的状态数为６４，最佳检测器非常复杂。又如，对于参数为Ｍ＝４，ｈ＝０．２５，２ＩⅪ的部分响应ＣＰＭ信号，其最佳检测所需的匹配滤波器组数目为３２，网状图的状态数为１６，其状态转换如图３．１Ｉ。可见，使用维特比算法来解调的复杂度较高。为此，出现了多种关于降低ＣＰＭ信号解调复杂度的研究。 一种降低维特比检测器复杂度的基本思想【２２】是设计一个接收滤波器，它具有比发射机更短的脉冲。接收脉冲ｇ。（ｆ）必须以这样一种方式来选择：由ｇＲ（ｆ）生成的相位树较好的近似于由发射脉冲ｇｒ（，）生成的相位树。性能分析结构表明：性能损失０．５．１ｄＢ会使复杂度显著降低，在实现中可以减少计算度量所需的相关器。 另一种降低维特比检测器复杂度的方法是利用ＣＰＭ信号的线性表达式，它可以表示成调幅脉冲之和【２０】【２１１。在许多使用场合，ＣＰＭ信号可以用单个调幅或两个调幅脉冲之和来近似。因此，根据ＣＰＭ信号的这种线性表达式，可以很容易的实 第三章连续相位调制信号的解调技术 现接收机。研究结果表明，这种简化的接收机在性能上几乎没有什么损失，却显著了实现的复杂度。但是，这种近似模型没有利用ＣＰＭ调制器的结构；而且，它仅对具有记忆深度短的ＣＰＭ信号可以作出合理的近似。 ％ｎ∥嵋 “川 仁川 ｎｑ ｈ川 ｎｑ Ｂ川 ｂｑ 融习 ｎ习 Ｂ习 协习 ｂ司 ｎ习 仁习 Ｂ习 图３．１１参数为Ｍ＝４，ｈ＝０．２５，２ＲＣ的ＣＰＭ信号所对应的状态转换图 本文所要介绍的是基于信号分集思想的结合判决反馈的减少状态序列检测（ＲｅｄｕｃｅｄＳｔａｔｅＳｅｑｕｅｎｃｅＤｅｔｅｃｔｉｏｎ，ＲＳＳＤ）以及在此基础之上所作的改进。减少状态序列检测的思想是将相关状态和相位状态合并成超状态，相关状态和相位状态都可以减少，从而减少维特比解码器的状态数。从平方最小欧氏距离来说，一些状态合并方案可以达到简化的最小距离，几乎不会引起性能损失１６Ｊ１７Ｊ。 ３．３．１基于判决反馈的减少状态序列检钡ＩＪ（ＲＳＳＤ） ＭＬＳＤ方法的计算量是随着Ｍ和Ｌ值的增加而呈指数增长。围绕如何解决ＣＰＭ信号最大似然序列检测器的高复杂度问题，人们开展了多方面的研究。研究表明，可以通过过采样和减少状态的序列检测方法来简化复杂度‘１８】【２２】。另外，也 ３４连续相位调制技术研究及其实现 有通过有限搜索算法来达到目的。但这些都不是通过减少状态数，仅通过网格图或树中的有限分支来检测信号。 Ａ．Ｓｖｅｎｓｓｏｎ提出了一种基于判决反馈的减少状态序列检测方法【６】【７】。该方法在性能损失很少的前提下大大减少了计算量，降低了检测器的复杂度。这一方法的核心思想是在状态表示法的基础之上，对状态进行合理的合并，用较少的状态数来描述ＣＰＭ信号，从而建立起一个简化后的状态（ＲｅｄｕｃｅｄＳｔａｔｅ）网格图，相应的，基于ＲＳ的ＣＰＭ的检测方法被称为ＲＳＳＤ。 与ＭＬＳＤ方法相比，ＲＳＳＤ方法在每个ｎＴ时刻有更少的状态节点。对于全响应ＣＰＭ信号，当ｈ≤１／Ｍ时，检测器的状态数可以简化为２个，而对于更大调制指数的信号，状态数也可减少到Ｍ个。 对于部分响应ＣＰＭ信号，经过修正以后的状态定义如下 《＝１％ｉ（虬一１），．．．，％厶（％－Ｌ＋Ｉ），叼（尸，，三７）Ｉ 其中，当１ 的整数次幂。式（３－４３）右端的前Ｌ一１项为相关超状态，最后一项 ，，一一∥（３－４３）ｓｆ≤Ｌ－１时，有ｌ≤叫≤Ｍ，且ｌ≤三’≤三，１≤Ｐ’≤Ｐ。通常，叫取２ 叼（Ｐ’，Ｌ’）＝Ｒｅ，Ｉ∑∽ｌ＼，＝—∞／、（３－４４） 称为相位超状态。 减少状态后的表示法的状态总数为 Ｌ－Ｉ ｓ憝＝Ｐ“ｎＭ： ｉ＝ｉ（３－４５） 这是通过将ＭＬ网格图中的％／％个状态合并成一个超状态得到的。将式（３－４３）中的状态吒分解为两个超状态，表示为 ｏ－．＝《×一 其中，（３－４６） 一＝嘲，．．．，厂缉ＭＬ＿，Ｊ］＇［牮］］ 有ｐ４７，这两个超状态唯一的确定了状态吒，这是由于对于所有的ｉ和任一的叫≤Ｍ， ％划吣嘲Ｍ： 其中，Ｐ／Ｐ７为整数，且尸，≤Ｐ（３－４８）掣Ｉ，州卜母∞］Ｉ＋［１半Ｐ嘭（尸，Ｆ）＝母ｌ∑∽ｐ４９）（３一 第三章连续相位调制信号的解调技术 状态吒由《＋ｔｒ＇．，ｄｉａｇ（Ｍ；，．．．，嘭－．，Ｐ’）唯一确定，其中幽曙（）表示对角阵。当Ｌ７≠Ｌ时，吒和《＋ｔｒ＇．ｄｉａｇ（Ｍ；，．．．，旎－ｌ，，）并不严格相等，但他们的区别仅在于相位状态排列的不同。 ＲＳ网格图虽然精简了状态数，但同时也带来了新的问题。根据式（３—４６）的分解，在ＭＬ网格图中的任意一个转移都可以表示为 《×《：虬专《＋ｌ×政ｌ Ｒｓ网格图是基于吒的，其中的状态转移可以表示为 嘭：虬◆《＋ｌ（３—５０）（３—５１） 这表明，所有的仃：可能的在ＲＳ网格图中引起一组平行转移。由于平行转移的存在，在ＲＳ网格图中的所有可能路径不仅包含ＭＬ网格图中的所有可能路径，同时还包含了一些ＭＬ网格图中所没有的路径。 为了在进行路径选择时只选择那些在ＭＬ也存在的路径，需要在ＲＳＳＤ中引入判决反馈来辅助判断。 根据ＭＬ网格图中的状态吒由盯：和盯：唯一确定的结论，可以确定平行转移一：乩一《卅中的一个转移也是ＭＬ网格图中对应某个《的转移一×《：“专《＋。×吒。，即确定了《就可以避免那些在ＭＬ网格图中无效的路径。然而实际中对于每一个超状态瓦，一是不知道的，这就需要用到判决反馈，即根据前面的判决结果来估计下面的盯：值，一的估计值可以由下式给出 睇（《）＝斟．．，酬掣（３－５２） 其中，玩（ｆ＜，ｚ）为到状态《所判决出来幸存的码元序列。此时对应的ＭＬ状态估计为 屯（《）＝［玩小…，吸川，邱（薹玩］］ 相应地，ＲＳ网格图中分支度量的计算式为ｃ３—５３， ｚ（《：％一吒＋。）＝￡＋１矿，．（ｆ）ｓ（ｆ，乜，彦（《）矽（３－５４） ３．３．２基于减少状态的差分序列检测（ＲＳＤＳＤ）高斯白噪声信道下ＣＰＭ信号的最佳解调方法为相干似然序列检测，然而在载 连续相位调制技术研究及其实现 波恢复困难或者调频系统等不适宜采用锁相环的情况下，非相干检测就变得十分必要。ＣＰＭ信号最简单的非相干接收机可采用差分检测或鉴频检测，但它们的性能与相干接收机之间有较大差距。 文献【９】【４２】提出了一种非相干简化状态差分序列检测算法。 图３．１２ＣＰＭ信号的ＲＳＤＳＤ接收机结构不恿图 基于减少状态的差分序列检测的主要思想是：对接收信号首先进行差分运算，然后，利用前后码元差分的相位增量信息完成后面的维特比检测。实现框图如图３．１２所示。具体的步骤描述如下： ｌ，中频信号到达接收机后，进行下变频、抽取、滤波处理，接收机载波满足，石＝Ｚ一厅（Ｍ－１）／２Ｔ，得到复基带信号ｒｓ（ｔ），接收码元的总数为Ｎ： ２，将复基带信号与其延迟一个码元再取共轭后的信号相乘，可得基带差分信号 峨（，）＝％（ｆ）×ｒ＊ＢＯ—Ｔ） 其中，，．’口（，）表示ｒＢ（ｔ）的共轭。（３－５５） ３，在ｎ＋１时刻按下式计算进入状态一＋。的都有支路的分支度量 ｚ（《：“专《＋。）＝Ｒｅ｛ｅ＋０ｒＡｍ（ｔ）・ｅｘｐ（一弘死）衍｝（３－５６） 式中，《：“一《＋。代表简化状态网格图中的一个转移，Ｒｅ为取实部运算，ｅｘｐ（－ｊＡ死）为与屯（一）相对应的相位增量参考信号，谚（ｆ＜玎）为根据幸存状态输出的幸存符号，氏（《）是吒的未经简化的原始ＭＬ状态吒的估计值，可根据式（３－５７）计算得到。 广／。一，・、］ 克（《）＝Ｉ玩．．，…，艮川，邱Ｉ∑玩Ｉｌ ｅｘｐ（－ｊＡ妒．）＝ｓＢ（ｔ，Ｕ，屯（一））木％‘Ｏ，虬，六一。（一一。））（３－５７）（３・５８） 啪“州））＿厚ｅｘｐ（，ｆｆ（删靠训）（３－５９） ｓ’以，玩列删＝浮ｅＸｐ（毗％刚训）叫．６０）４，将分支度量ｚ（一：“专《＋。）累加到前一时刻，即ｎ时刻的路径度量Ｍ（《） 第三章连续相位调制信号的解调技术３７ 上，Ｍ（《＋。）＝Ｍ（《）＋ｚ（《：嘭一《＋。），对每一状态一＋。仅保留一条路径度量最小的路径作为其幸存路径，舍弃其它路径并保留幸存路径，按照式（３．５７）对当前的ＭＬ状态屯＋。（以＋。）进行估计； ５，时刻ｎ＋１，在所有状态度量中选取一条具有最小度量的路径，沿该路径回溯，对码元作出判决。若时刻ｎ＋１满足ｆ＜刀＋ｌ＜Ⅳ（Ｎ表示接收码元长度），则输出ｎ＋ｌ—ｆ时刻的信息码元屯小，，ｆ为维特比解码器的译码延迟；若时刻ｎ＋１满足ｎ＋ｌ＝Ⅳ，输出ｎ＋１到ｎ＋ｌ—ｒ时段的所有信息码元； ６，将当前时刻增加一个码元间隔，返回第３步，依次循环，得出所有的信息码元。 ３．４非相干最大似然块估计（ＭＬＢＥ）方法 在接收端不宜恢复载波的情况下，通常采用非相干解调方法。文献［１３１给出了一种对ＣＰＦＳＫ信号进行逐符号检测的方法，同时给出了相干和非相干接收机结构，并进行了性能分析。这种逐符号检测方法，通过在若干个码元周期长度的观测周期内观测接收信号，并对其中一个码元符号作出判决。对于相干接收的情况，通常是判决第一个符号；而对于非相干接收的情况，通常观测连续奇数个符号周期，而对中间一个码元作出判决。逐符号检测是无记忆调制（如不连续相位的二进制ＦＳＫ）的最佳检测方法，而并不适合于一般参数ＣＰＭ信号的解调。 对于传统的非相干接收机，通常是取一定长度的接收信号，将其与所有的波形求相关，选取包络最大值，将其对应的码元判决为发送符号。由此可见，随着码元进制以及观测周期的加大，本地需要实现存贮的可能波形也越多，求相关运算也就越发复杂。文献【８】提出了一种针对全响应ＣＰＭ信号的基于最大似然块估计的非相干解调方法。该方法的性能较传统非相干接收机而言几乎没有损失，却具有更加简洁的结构。由它所构成的接收机前级和相干接收机相类似。此外，当这种接收机的观测长度趋于无穷时，其性能接近同等情况下的相干接收机。 设ＣＰＭ信号经过高斯白噪声信道传输后，设接收信号为 厂（ｆ）＝ｓＵ）Ｐ’口（‘）＋，ｌ（，）（３—６１） 其中，以（，）为均值为零的复高斯过程，双边功率谱密度为２Ⅳ０（形／Ｈｚ）。Ｏ（ｔ）为任一相位，在观测长度内可以看作是定值，即ｏ（ｔ１＝秒。同时，不妨假设在（一万，＋７ｒ１内服从均匀分布。 设观测周期为Ｎ个符号长度的持续时间，则对于给定５（ｒ）和０情况下，，．（ｒ）的条件概率为 ３８连续相位调制技术研究及其实现 ｐ（，．（，）№），口）＝ ，ｅｘｐ｛一击黝小卜（，）矽嘲 间化彳导芏Ｕ。石２’ ｐ（厂（，）Ｉｓ（，），ｏ）－－ ｊｉ。一Ⅳ×２ｒ，＾岫ｅｘｐ｛—＿上ＮＯ．ｆ！（。ｎ月－＋Ｎｌ’＋ｒ１）ｒＩ，．（，）１２班） ．ｅｘｐ｛焉Ｉｐｃｏｓ（≠一鹕∥）） 其中，Ｆ是与ｓ（，）和０无关的常量， ｎ－－Ｎ（３－６３） 孝＝口＋万办∑嘭 Ｊ＝—∞（３－６４） ∥＝￡篇，．ｏ２‰讲一洲＋ｌ矿１西 仃弦‰Ｉ：：：篇，．（ｒ）Ｐ－２～２州一２矿’西ｅ ＋… ｎ－２（３—６５） ＋兀ｅ－胁 Ｉ＝ｎ－－Ｎ＋ｌ ｎ－Ｉ ，＝，，－｜Ⅳ斗Ｉ、卜，．（，）Ｐｔ露‰酞’帕’ｒ’出ｒ（ｔ）ｅ屯Ｆ概ｇ‘㈣ｒ’西＋兀ｅ－Ｍ、卜Ｊ 式（３－６３）中，口服从均匀分布，对其求平均，并对ｐ（，．（，）ｌＪ（，），口）取对数，得 ｌｎｐ（心）㈨，秒）＝Ｆ＇＋ｌｎＩｏ（２－－焉ｏｌ∥Ｉｊ（３－６６） 其中，同Ｆ一样，Ｆ７也与ｓ（，）无关，厶（・）表示一类修正零阶贝塞尔函数。由于厶（・）是单调函数，求取ｐ（，．（ｆ）ｌｓ（ｆ），０）最大化的过程即转换为求取相应的码元序列估计去以使例最大化。 首先构造序列７＝｛‘，之，．．．如），其中元素取值范围为｛１，２，．．．，Ｍ），对于每一个特定的输入序列Ａ＝｛△１，△２，．．．，Ａ．ｖ）分别计算 层＝∑■。Ⅳ一。Ｇ 其中，（３－６７） 第三章连续相位调制信号的解调技术３９ ｒ｛『＝．Ｉ￡。ｎｎ一－，ｊ）＋ｒ１）ｒ（、ｆ）Ｐ—Ｊ２２６△，“ｆ一，Ｐ／’ｒ’ｄｚ（３－６８） 而ｅ为复常量，定义为 Ｃｌ＝ｌ；Ｇ＋ｌ－－ｃｔｅ一胁“；ｋ＝ｌ…２．．，Ｎ一１ 若有（３．６９）设ａｎ－Ｎ＋Ｉ包一＾，＋２＇…，反－ｌ，屯是对应于ａｎ一Ⅳ＋ｌ，ａｎ一＾，＋２’…，ａｎ书％所作出的联合判决， 例＝川 则选择 一Ⅳ＋２１＾，（３－７０）ｎＡａ）１７－３一Ⅳ＋２△ｊｆ’，…，（ｋｌ２△ｆⅣ－ｌ，２△ｋ（【ｊ。‘一Ⅳ＋＝‘：，ａｎ一Ⅳ＋＝△：，…，靠ｌ＝△乙，ａｎ＝△．Ⅳａｎ２ａｎ 其中，芗’＝｛彳，≤，．．．，蠢）是７的某一取值，而△‘＝｛△ｉ，气，．．．，～｝是相应的输入数据序列。根据以上推导而构造出的接收机结构如图３．１３。 ，．（ｆ）个ｅ－。叫至—叫卫一』虻醅Ｉ磊一壶 —擘叫ｊ：ｒ。（）ａｔ‘ＦＭ，－计算届＝∑ｒ“ＧｃＩ＝ｌ；ｃ．＋＇＝ｃ．，”性选择占卜Ⅳ“＝Ａ．ａ．Ⅳ．２＝Ａ‘三渺妒…Ｉ严户一些 ｅ－Ｊ１蝇＝ｅ‘鲫＝一ｊ； ｅ—Ｊ哺ｈ也ｔ＝ｅｊ４｜２＝ｊ；ａｐＮ＋Ｉ＇…’ａ＿一ａ．＝Ａ～以使得属最大化图３．１３非相干最大似然块估计接收机结构当选择的观测长度为Ｎ＝２时，图３．１３中的两个支路的Ｃ２分别为（３—７２） 相应的接收机结构如图３．１４。 ｇ—Ｊ２ｔｈａ＾，ｑｔ，一Ｈｒ，Ｊ 图３．１４观测周期为２的非相干最大似然块估计接收机结构 连续相位调制技术研究及其实现 ３．５连续相位调制信号的解调性能分析 ３．５．１判决深度对于维特比性能的影响 利用维特比在基于ＭＬ网格图上进行序列检测的方法称为最大似然序列检测方法（ＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＳｅｑｕｅｎｃｅＤｅｔｅｃｔｉｏｎ，ＭＬＳＤ）。在利用维特比方法时，判决深度越大，所需的数据存储量越大，同时，判决输出的延迟也越大。在 工程 路基工程安全技术交底工程项目施工成本控制工程量增项单年度零星工程技术标正投影法基本原理 实际应用中，不可能取判决深度为无限深，而需要权衡性能和实现代价之间的关系，为此，需要考虑不同的判决深度对于检测性能的影响。 分别以调制参数为Ｍ＝２，ｈ＝０．５，１＂ＲＥＣ、Ｍ＝２，ｈ＝０．５，３ＲＣ和Ｍ＝４，ｈ＝０．２５，２ＲＣ的三种连续相位调制信号为例，不同判决深度对应误码率性能如图３．１５、图３．１６和图３．１７。仿真中，连续相位调制信号通过的信道是加性高斯白噪声信道，接收端采用相干解调，且假设接收端已实现理想同步，即接收端的本地载波与发射端保持同频同相。 图３．１５ＭＳＫ信号，不同判决深度ｄ对解调性能的影响 第三章连续相位调制信号的解调技术４１ 图３．１６调制参数为Ｍ＝２，ｈ＝０．５，３ＲＥＣ时，不同判决深度ｄ对解调性能的影响 图３．１７调制参数为Ｍ＝４，ｈ＝０．２５，２ＲＣ时，判决深度ｄ对解调性能的影响 由图３．１５、图３．１６和图３．１７可以看出，对于ＭＳＫ信号，不同判决深度条件下的误比特率曲线接近重合，性能基本一致；对于Ｍ＝２，ｈ＝ｌ／２，３ＲＣ的ＣＰＭ信号，判决深度超过５三以后各曲线也接近重合，当判决深度为ｌ三时，误比特率为ｌＯ＿５时性能损失约为２．５ｄＢ；而判决深度为３三时的性能损失比较小，在误比特率为１０。５时损失也不超过ｌｄＢ；对于调制参数为Ｍ＝４，ｈ＝１／４，２ＲＣ的ＣＰＭ信号，判决深度达到３三以后各曲线也基本重合在一起。 结合误码率性能和实际中所需的实现代价综合考虑，通常选取判决深度为５￡。在此基础上增加判决深度对实际性能几乎没有改善，但却需要更多的存储器，增加了实现的代价。 ４２连续相位调制技术研究及其实现 ３．５．２ＭＬＳＤ和ＲＳＳＤ性能比较 前文已经对ＲＳＳＤ方法作了介绍，它是在ＭＬＳＤ的基础上将若干状态结合成超状态，减少状态数目而得到的。仍然以调制参数为Ｍ＝４，ｈ＝１／４，２ＲＣ的连续相位调制信号为例。简化状态方法选择由１６状态【乩小圪１减少到４状态『％一１１，即根据式（３．４３），选择参数Ｐ’＝ｌ，Ｍ＝４。简化状态后的状态转换如图３．１８。 图３．１９给出了ＭＬＳＤ方法和ＲＳＳＤ方法的性能比较。其中，ＭＬＳＤ的判决深度为５￡，信道类型为加性高斯白噪声信道，接收端仍为相干解调。 【‰】 【０】 【ｉ】 【２】２ 【３】３ 图３．１８减少状态数后的状态转换图 图３．１９４ＣＰＭ信号，ＭＬＳＤ和ＲＳＳＤ方法解调性能比较 对于Ｍ＝４，ｈ＝Ｏ．２５，２ＲＣ的连续相位调制信号，采用ＭＬＳＤ方法时，状态数为１６：而采用ＲＳＳＤ方法时，根据式（３．４３），取Ｐ’＝１和Ｍ＝４，状态数减少到４，每个码元间隔内所需计算的分支度量也相应地由６４减少到了１６。由图３．１９可以看出，在计算量得到大幅减少的情况下，ＲＳＳＤ的性能在误码率为１０－５时只与ＭＬＳＤ方法相差约ｌｄＢ，其损失可以忽略不计。 第三章连续相位调制信号的解调技术４３ ３．５．３ＲＳＤＳＤ方法的性能 图３．２０４ＣＰＭ信号，ＭＬＳＤ、ＲＳＳＤ和ＲＳＤＳＤ解调方法性能比较 ＭＬＳＤ和ＲＳＳＤ方法都采用了相干解调的方式，而ＲＳＤＳＤ是在进行检测之前，对接收信号进行差分运算，将前后码元差分的相位增量信息送入后续单元，利用基于减少状态数的维特比译码方法解调出信息。图３．２０给出了针对Ｍ＝４，ｈ＝０．２５，２ＲＣ的ＣＰＭ信号分别采用ＲＳＤＳＤ、ＲＳＳＤ和ＭＬＳＤ方法进行解调时的性能比较。 从图３．２０中可以看出，由于差分运算的原因，ＲＳＤＳＤ方法的性能和另外两种相比有一定差距。在误比特率为１０。５时，ＲＳＤＳＤ相对于ＭＬＳＤ而言有约３ｄＢ的损失，相对于ＲＳＳＤ而言的性能损失也超过２扭。 ＲＳＤＳＤ方法虽然在性能上有所损失，但对于接收端载波相位未知及收发端存在剩余频差的情况下，具有很好的稳健性【４２】，因而适合于移动通信。 ３．５．４ＭＳＫ解调性能分析 ＭＳＫ的基于相干检测及维特比判决的性能已在图３．１５中给出，除此以外，也可以采用其它方法来解调ＭＳＫ信号。 ＭＳＫ信号的一个特点是每隔一个比特周期，相位变化一９０。或＋９００，因此也可以比较前后相位的变化来对发送信息进行判决。实现原理如图３．２１，这种方法不 连续相位调制技术研究及其实现 需要恢复载波，适用于载波恢复较困难的场合，如时分多址卫星通信、移动通信等。研究表明，若带通滤波器采用高斯型，最佳带宽为１．２ｌＩＴｂ，在１旷误码率下，性能较相干检测差４．０２ｄＢ【１６１。文献【１５】也给出了一种频偏和定时联合估计的ＭＳＫ差分接收机结构。 图３．２１ＭＳＫ信号相位相干差分解调接收机结构 当采用非相干块估计的接收机结构时，同样不需要恢复载波，同时，接收机的结构也比较简单，图３．２２是采用两个观测周期的非相干块估计接收机、最大似然序列检测接收机（最佳解调）以及差分解调接收的性能比较。 图３．２２ＭＳＫ信号的几种解调性能比较 从图３．２２中可以看出，差分接收的性能和最佳解调差距较大，在误比特率为１０。５时相差５ｄＢ以上。同等误比特率条件下，非相干估计接收机的性能与最佳解调相差３ｄＢ，较差分解调而言有３ｄＢ的增益。将非相干块估计的观测周期长度加大，性能会得到进一步提高，如Ｎ＝３比Ｎ＝２时的性能高ｌｄＢ，继续增大Ｎ带来的性能提高有刚引。由于非相干块估计的实现复杂度和性能上比较均衡，同时，并不需要恢复载波，因此是一种较好的解调方案。 第四章ＣＰＭ信号调制解调的ＦＰＧＡ实现４５ 第四章ＣＰＭ信号调制解调的ＦＰＧＡ实现 ４．１基于ＦＰＧＡ的数字信号处理 数字信号处理单元是软件无线电的核心，需要完成全部的信号处理功能，如信号检测、同步获取、解调等基本功能，同时还要完成加密、纠错、均衡、信号环境评估、信道接入控制、网络管理等功能【５０１。 目前，有两类器件适合于实现数字信号处理的功能，一类是通用的可编程数字信号处理器（ＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ，ＰＤＳＰ），这些ＰＤＳＰ通常采用基于精简指令集计算机的架构，由至少一个快速阵列乘法器和一个扩展字宽的累加器构成。ＰＤＳＰ的优势在于大多数信号处理算法的乘一累ｉＪＨ（ＭＡＣ）运算都是非常密集的。 通过对ＰＤＳＰ的分析，可以认为现场可编程门阵列器件（Ｆｉｅｌｄ ＧａｔｅＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＡｒｒａｙｓ，ＦＰＧＡ）也能够用来实现ＭＡＣ单元【２引。但是，在两者的速度都符合要求的前提下，ＰＤＳＰ在成本问题上更具有优势。另一方面，现在发现在许多高带宽的信号处理应用领域，ＦＰＧＡ技术可以通过一个芯片上的多级ＭＡＣ单元来提供更大的带宽。此外，诸如ＣＯＲＤＩＣ、ＮＴＴ和差错校正算法等算法中，还可以进一步证明ＦＰＧＡ技术要比ＰＤＳＰ技术更有效率［４６１。 ４．１．１基于ＦＰＧＡ的数字信号处理的设计流程 现场可编程们阵列芯片（ＦＰＧＡ）在许多领域有着广泛的应用，特别是在无线通信领域里，由于具有极强的实时性和并行处理能力，使其对信号进行实时处理成为可能。 基于ＦＰＧＡ的数字信号处理模块（ＤＳＰＩＰ）的设计有别于传统的计算机程序设计流程，它是一种包括电路结构和时序的并发性设计。数字电路综合器的输入文件是寄存器传输级（ＲｅｇｉｓｔｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎＬｅｖｅｌ，ＲＴＬ）代码，最终是在时钟、触发器以及触发器之间的逻辑关系的层面来对整个设计描述。对于复杂数字信号处理算法而言，从算法的数学模型到ＲＴＬ代码的直接映射，通常不现实也不可靠。因此，需要一种合理的设计流程将算法到电路的设计流程进行细化，以逐步降低算法逻辑过程的抽象层次，并且对细化后的模型进行验证１４３Ｊ。 一般的ＤＳＰＩＰ设计流程是一个从抽象到具体的逐步收敛的设计过程，见图４． 连续相位调制技术研究及其实现 １。主要包括浮点仿真模型、定点仿真模型和ＲＴＬ级模型的设计和测试，下面分别对这几部分加以说明。 １，浮点算法模型。 首先进行设计并验证的是算法的浮点模型，该模型的作用在于能够体现出算法的理想性能，从而能够验证算法中数学模型的可行性。建立该模型时可以使用ＭＡＴＬＡＢ的行业工具包中提供的函数，快速构建出原型理论算法的系统模型。在整个设计流程中，浮点模型将作为理想系统模型用于和定点模型结果进行性能对比和结果误差分析。 图４．１数字信号处理模块设计流程 ２，定点算法模型。 定点模型的结构如图４．２，它的作用在于为ＲＴＬ层面的电路设计提供一个精确到比特的运算模型，从而为ＲＴＬ电路功能仿真时的各个节点提供正确的参照数据。定点模型包括两个方面：数据存储字长的设计和定点数据运算规则的设计。 字长策略包括模型输入输出端口的数据位宽以及模型内部各个运算节点处的数据位宽，同时还包括所采用的数制系统，例如有符号、无符号定点系统或是浮点系统。数据运算规则指各个节点对于定点数据的处理规则，包括乘、加、移位的溢出策略、数据截断和移位策略，这些定点策略在ＭＡＴＬＡＢ的定点工具箱中均提供良好的支持。对于上述要调整的定点策略，在定点模型中需要有相应的参数变量进行控制，通过调节这些控制变量来设定模型的定点运算行为，直到其输出指标满足设计要求为止。同时，ＲＴＬ第一层的子模块划分任务也在这一阶段通过分析算法的复杂度和耦合度来完成。定点模型的测试平台为模型提供定点化的激励数据，这些激励数据需要根据 第ｐｎｑ章ＣＰＭ信号调制解调的ＦＰＧＡ实现４７ 算法应用的理论背景合理生成，然后对模型输出的定点数据进行相关指标的分析。另外，定点模型测试平台还负责导出定点格式的激励数据，将其作为ＲＴＬ模型的输入激励。 参数选择参数层面 ◆ 定点策略 控制参数实体层面 ＋ 嚣Ｈ黧Ｈ模萋移Ｈ然Ｈ露 ◆ 激励数据 导出◆结果数据导出数据层面 图４．２定点仿真模型 ３，ＲＴＬ模型及测试平台。 电路层的设计主要包括算法的ＲＴＬ设计和测试平台设计。算法的ＲＴＬ模型在寄存器以及寄存器之间的组合逻辑的层次上对算法进行描述。在将算法从定点数学模型向ＲＴＬ模型映射的过程中，需要考虑具体的信号接Ｅｌ定义、时序、流水线和时钟域等一系列问题。 ＲＴＬ模型的接口也就是最终ＤＳＰＩＰ的接口，需要对其输入输出信号进行规范。接口信号设计的原则是满足充分必要原则和尽量数据驱动。所谓充分必要是指设计的接口能够根据设计需要，完整的体现设计的功能，同时不保留过多的冗余接口，否则容易导致后端的布线压力：所谓数据驱动是指采用使能信号为ＩＰ的输入／输出数据进行同步。当使能信号有效时，ＩＰ内部的电路开始动作；当使能信号无效时，ＩＰ内部电路在其流水线排空后即终止动作，这样做的好处是使ＩＰ的功能更为灵活一增强其灵活性，并有利于降低系统功耗。 ４．１．２ＦＰＧＡ的开发流程 ＦＰＧＡ的基本功能模块包括Ｎ输入的查找表、存储数据的触发器和多路复用器等几个部分。查找表能够通过对数据的读取实现输入数据的任意布尔函数：触发器用来存储数据，如有限状态机的状态信息等等；多路复用器可以将不同的输入信号进行组合，并将查找表和触发器用可编程的布尔资源连接起来，从而实现不同的组合逻辑和时序逻辑。由于这种内部结构的特点，ＦＰＧＡ可以很容易的实现分布式算法，这一点对于无线通信中的高速信号处理十分有利ｐ引。 连续相位调制技术研究及其实现 图４．３ＦＰＧＡ的开发流程 一般来说，完整的ＦＰＧＡ设计流程包括电路设计与输入、功能仿真、综合、综合后仿真、布局布线、布线后仿真、板极仿真验证等主要步骤，如图４．３所示。具体的操作可参考相关资料，这里只阐述具体工作中所涉及的几个仿真步骤１５ １，功能仿真 功能仿真的主旨在于验证电路功能是否符合设计要求，其特点是不考虑电路２。。门延迟与线延迟，重点考虑电路在理想环境下的行为和设计构想是否一致。可综合ＦＰＧＡ代码需要使用ＲＴＬ级代码语言进行描述。功能仿真的输入是设计的ＲＴＬ代码与Ｔｅｓｔｂｅｎｃｈ。其中，Ｔｅｓｔｂｅｎｃｈ通常是行为级的，不必考虑其是否可综合。功能仿真也被称做前仿真，对应于图４．３中的ＲＴＬ仿真。 ２，综合后仿真 综合后仿真的主旨在于验证综合后的电路是否与设计意图相符，是否存在歧义的综合结果。目前主流综合工具日益成熟，对于一般性设计，如果设计者确信没有歧义综合发生，则可以省略该步骤。但如果在布局布线后发现电路结构发生与设计意图不符的现象，则需要回溯到综合后仿真，检验是否是综合歧义造成的问题。综合后仿真的输入是由综合得到的一般性逻辑网表抽象出的仿真模型和综合产生的延时文件。综合延时文件仅能估算门延时，而不含布线时延信息，所以延时信息不是十分准确。 ３，布局布线后仿真布局布线后仿真是指电路已经映射到特定工艺环境后，综合考虑电路的路径 第四章ＣＰＭ信号调制解调的ＦＰＧＡ实现４９ 延迟与门延迟的影响，验证电路的行为能否在一定的时序条件下满足设计构想的过程。布局布线后仿真的目的在于验证是否存在时序违规。其输入为从布局布线结果抽象出的门级网表、Ｔｅｓｔｂｅｎｃｈ、以及扩展名为ＳＤＯ或ＳＤＦ的标准延时文件。对应于图４．３中的门级仿真这一步骤。ＳＤＯ或ＳＤＦ文件即标准试验格式文件（ｓｔａｎｄａｒｄｄｅｌａｙｆｏｒｍａｔｔｉｍｉｎｇａｎｎｏｔａｔｉｏｎ），是由ＦＰＧＡ厂商提供的关于其物理硬件原语时序特性的表述。这种时序特性包含时延的最小值、典型值以及最大值信息。ＳＤＯ或ＳＤＦ文件包含的时延信息最全，不仅包含门延时，还包含实际布线延时。较前两种仿真而言，布线后仿真最为准确，能较好的反映芯片的实际工作情况。一般来说，布线后仿真是必选步骤，通过布局布线后仿真能检查实际时序是否符合设计的真实意图，确保设计的可靠性和稳定性。布局布线后仿真也称为时序仿真，或简称为后仿真。 ４．２基于ＭＧＫ的中频数字化处理单元的实现 本项目来源于所在实验室与某研究所的合作项目。除调制解调之外，ＦＰＧＡ需要实现的功能还包括ＲＳ编解码、交织／解交织、同步以及各模块之间的整体控制等。本文重点介绍调制解调部分。 ４．２．１硬件平台的设计 该信号处理单元的硬件框图如图４．４所示。其中，ＦＰＧＡ的任务在于接受ＤＳＰ的控制，对中频信号进行数字化处理，有关中频信号的数字化处理工作全部由ＦＰＧＡ完成。依照信号流程，该电路主要由中频信号发射和接收两部分组成。下面分别介绍各电路单元的设计。 ４．２．１．１模数转换单元电路设计 模数转换单元属于接收部分，输入信号的中心频率７０ＭＨｚ，电平范围为一２０ｄＢ～＋１０ｄＢ，中频通道带宽为７．５ＭＨｚ。 由于中频数字化采样单元的性能除了与Ａ／Ｄ转换器本身的固有性能有关以外，还与Ａ／Ｄ转换器的外围模拟输入电路关系密切，因此需要设计合适的外围电路该，该部分电路如图４．５所示。 连续相位调制技术研究及其实现 ＡＤＬ５５３ｌ ＡＤ８３５２ＡＤ９２３３ 塑叫薹蒌Ｈ放大器Ｈ ＥＰＣＯＳ．Ｂ５０１８ＡＤＣ：竺竺竺后・瓦ＤＡＣ 卜————一带通滤波卜卜—一配置芯片ＡＤ９８５７温补品振 ＦＬＡＳＨ ＴＭ￥３２０Ｃ６４１６ＤＳＰ ＳＤＲＡＭ 单板对外接口 图４．４硬件平台框图 接收的中频信号首先经过带通滤波器滤除带外干扰。出于减小电路面积的考虑，使用了成品声表面滤波器（ＳＡＷ），其型号为ＥＰＣＯＳ公司的Ｂ５０１８，插入损耗典型值为８．９ｄＢ，ｌｄＢ带宽典型值６．２ＭＨｚ，３ｄＢ带宽典型值７．４ＭＨｚ。 为了补偿声表面滤波器带来的损耗并满足ＡＤＣ的工作条件，在ＡＤＣ之前增加了两级放大器。其中ＡＤＬ５５３１的增益为固定的２０ｄＢ，其使用范围宽（２０ＭＨｚ到５００ＭＨｚ），外围电路简单；ＡＤ８３５２是与Ａ／Ｄ转换器ＡＤ９２３３配合使用的，单端输入，差分输出，其增益可通过外接电阻调节。 从理论上说，Ａ／Ｄ转换器的速度和精度越高越好，但在实际设计中，还要综合考虑采样率、采样精度、工作带宽、功耗等方面的因素。为此，最终选用了ＡＤＩ公司的ＡＤ９２３３，该器件主要特点如下： 采样精度：对于在１ｋ。或２Ｖｐ一。范围内的输入信号，具有１２ｂｉｔ输出精度；采样率：最高采样率可达１２５ＭＳＰＳ； 输入频宽：具有６５０ＭＨｚ的模拟输入信号带宽： 输出数据格式：可置为偏移二进制、格雷码或二进制补码形式。 需要提及的是，目前已有多款集成了下变频、低通滤波以及抽取等功能的专用下变频芯片，如Ｈａｒｒｉｓ公司的ＨＳＰ５０２１６，、ＨＳＰ５０２１４系列；Ｇｒａｐ．ｃｈｉｐ公司的ＧＣｌ０１ｌ系列、ＧＣｌ０１２系列、ＧＣｌ０１４、ＧＣｌ０１６；ＡＤＩ公司的ＡＤ６６２０、ＡＤ６６２４，以及ＳｔａｎｆｏｒｄＴｅｌｅｃｏｍ公司的ＳＴＥＬ２１３０等。在此并未选用这些芯片，而将采样后的处理工作都交由ＦＰＧＡ来完成，主要是为了后续系统升级的灵活性。 第四章ＣＰＭ信号调制解调的ＦＰＧＡ实现５１ 图４．５模数转换前端电路 ４．２．１．２数模转换单元电路设计 电路的发射部分相对而言较简单，ＦＰＧＡ将ＭＳＫ基带信号送至ＡＤ９８５７，后续处理工作如内插、滤波、本振产生、上变频以及数模转换等都由ＡＤ９８５７完成。 Ｄ洲■∞Ｅ 图４．６ＡＤ９８５７内部结构图ＡＤ９８５７是ＡＤＩ公司生产的一款通用高性能数字正交上变频专用芯片。它的 ５２连续相位调制技术研究及其实现 内部框图如图４．６所示，主要包括反级联级联梳状滤波器、固定四倍内插滤波器、２～６３倍可编程级联积分梳状（ＣＩＣ）内插滤波器、正交调制器、反ＳＩＮＣ滤波器、输出增益调节器、１４ｂｉｔ数模转换器以及内部ＰＬＬ参考时钟等几部分。 下面，对ＡＤ９８５７的内部结构作进一步说明： 输入数据分离器。ＡＤ９８５７输入基带数据的同相和正交支路是交替输入的。ＴｘＥＮＡＢＬＥ信号有效后，ＰＤＣＬＫ的第一个上升沿所采集到的数据作为同相支路，第二个为正交支路数据，依此类推。内部数据分离器将输入数据端口的同相和正交两路数据在内部分离开，送往下一级电路。 固定插值滤波器由两个半带滤波器实现，用来将输入数据进行４倍过采样。另外，同ＣＩＣ滤波器一样，它也具有低通滤波功能。 内插滤波器。ＣＩＣ滤波器是一个可编程的过采样滤波器，可提供２～６３倍的内插率。同时，它的前端有一个反ＣＩＣ滤波器对它通带内的增益不平整进行补偿。在实际应用中可以通过设置内部寄存器来越过ＣＩＣ滤波器。此外，当ＣＩＣ滤波器的内插率被设置为ｌ时，反ＣＩＣ滤波器将自动不起作用。 正交调制器。数字正交调制器将基带信号搬移到所需要的载波频率上去，即实现上变频的功能，所需的本地载波由一个直接数字频率合成器（ＤＤＳ）产生，其频率由相应的寄存器控制。 反ＳＩＮＣ滤波器。由于１４位数模转换器的零阶保持功能，其输出信号的频谱被ＳＩＮＣ包络加权，从而会引起频谱失真。反ＳＩＮＣ滤波器对输入数据进行预处理，抵消ＳＩＮＣ包络引起的频谱失真，但同时也带来３．５ｄＢ的幅度衰减。 输出增益调节器。最终输出信号幅度可通过它进行调整，输出增益调节器的衰减范围是０—１．９９２１８７５，缺省值约为√２，以补偿正交调制器的３ｄＢ损失。 １４位数模转换器。用于将数字信号转换为模拟信号，其输出为两路差分电流形式，输出电流的满额值可通过电阻Ｒ。，设置为５—２０ｍＡ。通常，为了将电流形式的输出变换为电压，可通过外接变压器或运算放大器来实现。 ＡＤ９８５７输出的中心频率为７０ＭＨｚ的中频信号，需要带通滤波器滤除带外噪声，在此使用的也是和输入通道相同型号的声表面滤波器。该信号处理单元的输出电平要求为一１２ｄＢ＋ｌｄＢ，考虑到声表面滤波器的插入损耗，ＡＤ９８５７的输出电平完全可以满足该指标，无需另外增加放大器。 ４．２．１．３ＦＰＧＡ相关电路设计 ＦＰＧＡ是该中频信号处理单元的核心部件，该硬件平台中所使用的ＦＰＧＡ型号是ＡＬＴＥＲＡ公司的ＥＰ２Ｓ９０，它属于Ｓｔｒａｔｉｘ．ＩＩ系列器件，内部包含等效的ＬＥ数目为９０９６０个。Ｓｔｒａｔｉｘ．ＩＩ器件采用９０ｎｍ、９层金属走线、全铜ＳＲＡＭ工艺制造，其内部主要 第四章ＣＰＭ信号调制解调的ＦＰＧＡ实现５３ 包括ＲＡＭ块、ＤＳＰ块、锁相环（ＰＬＬ）和外部的存储器接口等资源。它在Ｓｔｒａｔｉｘ的基础上，做了一些适合于９０ｎｍ工艺的改进，增加了新的特性，采用了全新的逻辑结构一自适应逻辑模块（ＡＬＭ），增加了源同步通道的动态相位对准（ＤＰＡ）电路和对新的外部存储器接口的支持，如ＤＤＲ２ＳＤＲＡＭ和ＲＬＤＲＡＭＩＩ等。Ｓｔｒａｔｉｘ．ＩＩ器件还可以采用１２８位ＡＥＳ密钥对配置文件进行加密，保证用户设计的安全性【５２１。 ＦＰＧＡ的硬件设计，主要需要考虑管脚分配、电源电路、配置电路、时钟电路、复位电路以及为了测试方便而增加的测试接口电路等几方面。 ＦＰＧＡ的管脚分配，除了考虑内部资源的均衡以外，还要根据ＰＣＢ布板时走线是否方便而定，因此，在ＰＣＢ布板时的调整需要及时反馈到原理图。 由于高端ＦＰＧＡ的功耗较大，因此通常选用转换效率较高的开关电源。该电路中使用了成品电源模块，进一步减少了ＰＣＢ面积，提高了电路可靠性。 该电路中使用了高稳定度、高精度的温补晶振为ＦＰＧＡ提供参考时钟，时钟精度可达０．１ｐｐｍ。因此，可以不考虑采样时钟的偏差，有利于简化设计，提高稳定度。 复位电路是几乎所有的数字电路设计中不可或缺的一部分，对于ＦＰＧＡ的复位，一般包括上电复位和手动复位两种方式，本电路中使用常见的ＳＬ８１１芯片为系统提供低电平有效的复位信号。 为了在设计中及早发现问题，仿真是必不可少的。前文中提到多种仿真方式，如综合后仿真、时序仿真及板极仿真等，然而，ＦＰＧＡ的时序仿真消耗时间较多。因此，实际的板极测试也是不可忽略的。为了方便ＦＰＧＡ程序的调试，需要在初期的硬件平台设计时及早考虑到这一点。通常，逻辑分析仪是数字设计中的主要的调试工具。为了采集数据的方便，需要将ＦＰＧＡ中一定数量的Ｉ／Ｏ日引出到测试接口。此外，为了调试过程便于观察和可控，有必要增加一些通用输入输出接口。在该电路中，使用了发光二极管（ＬＥＤ）作输出显示，可以通过内部逻辑电路的驱动显示ＦＰＧＡ的运行状态；此外，增加了一组拨码开关作为通用输入。 ＦＰＧＡ有多种配置方式，在此选用的是ＡＳ方式及ＪＴＡＧ方式。ＡＳ方式用于最终程序的固化，而ＪＴＡＧ方式对调试来说是很重要的。保证ＦＰＧＡ配置成功及可靠是进行程序调试的前提条件，因此，配置结果的检验及配置的可靠性是非常重要的。 为了保证配置数据在配置过程中和在正常使用中不被破坏，ＡＬＴＥＲＡ的器件中设计了一些保护电路，以使得ＳＲＡＭ工艺的ＦＰＧＡ可靠性大大提高。在硬件设计时要充分利用器件所提供的相应功能，以方便观察配置是否成功。同时，要保证所有的配置管脚按照ＦＰＧＡ的数据手册连接，且保证ＭＳＥＬ和ｎＣＥ管脚没有悬空。 连续相位调制技术研究及其实现 ４．２．１．４硬件平台设计与调试的经验总结 １，芯片闲置管脚的处理。球栅阵列封装技术（ＢａｌｌＧｒｉｄＡｒｒａｙＰａｃｋａｇｅ，ＢＧＡ）具有众多优点，如改善电热性能、信号传输延迟小，适应频率高、组装可用共面焊接，可靠性高等，因此得到了越来越广泛的应用。但是采用ＢＧＡ封装的芯片一经焊接，闲置管脚很难通过手工引出，因此在电路设计时要充分考虑到这一点。对于某些在目前电路中虽然闲置但是比较特殊或比较重要的管脚，要将其尽可能的通过连接测试点的方法引出。这样做，虽然加大了电路设计特别是布线的工作量，但能够给后期的调试工作带来许多便利，对于试验性的电路设计尤其如此。 ２，电路的分类及走线规则。在本硬件平台上，既有模拟部分，又有数字电路部分，这两部分电路在布局上区分开。此外，模拟和数字两部分的布线需遵循不同的规则【５５】。解决电路的信号完整性问题，不仅需要一定的理论基础，同时需要在实践中不断积累经验。 ３，硬件平台的测试。测试在开发过程中是不可缺少的一部分，在电路设计时，要为以后的测试充分创造条件。譬如，之前有关ＦＰＧＡ配置状态的管脚，可以利用他们驱动ＬＥＤ显示，以便于在调试过程中无需借助任何仪器便可对电路是否正常做出及时判断。 通常，硬件调试的顺序是：先局部，后整体，在保证各单元电路工作正常的前提条件下再进行联调。涉及到ＦＰＧＡ之类的电路调试通常要编写相应的简单测试程序，如将时钟分频然后以可目测的频率驱动发光二极管。这一步骤虽然简单，但在调试初期是比较重要的。通过它，既可以检验ＦＰＧＡ的配置是否正常，也可以检查ＦＰＧＡ的基本外围电路。又如，本电路针对ＡＤ９８５７的测试。可将其设置为正交调制模式，同时使同相支路送入的数据均为１，而正交支路送入的数据均为０，这样，ＡＤ９８５７的输出应该是单一的正弦波信号，其频率对应于中频载波。测试时，即可通过对该正弦波的检验来判断ＡＤ９８５７工作是否正常。同时，这部分工作并不依赖于其它的ＦＰＧＡ模块，便于实施。 ４，电源电路。电源电路是整个硬件电路的基础，电源电路是否可靠及稳定同时也关系到其它电路的正常工作。因此，在硬件电路组装完毕后，应首先进行电源电路的测试。在电源电路设计不成熟之时，通常将电源电路的输出端与负载通过大功率零欧姆电阻相连。在调试电源电路时，可以断开该电阻，以免因电源的不正常而对其它部分造成损坏。 ５，工具的使用。现代电子电路的设计开发越来越多的依赖于工具的使用。这些工具既包括示波器、逻辑分析仪等实物仪器，同时也包括诸多的ＥＤＡ软件工具。电路规模的迅速增大，产品上市周期的缩短，都要求硬件设计必须一次成功，只有利用更先进的设计开发工具，才能尽量避免错误或失误的发生，及早发现问题，解决问题。 里型雯！！塑堕！塑型塑塑塑！坚皇壅塑墅 ４．２２中频调制的实现过程 ＭＳＫ信号可以写成如下表达式， ‰∽＝ｔｃ。ｓ（爰）ｃｏｓｚｚ厅一ｇｍｎ（薏］ｓｉｎ研詹…， （Ｉ一１）Ｉｓｆ≤女Ｉ 对应得调制器电路如图４７，这也是常见的正变调制器结构。 珥滢１州“ｔ 图４．７ＭＳＫ正交调制器结构图 ４．２２ｌＭＳＫ基带调制的实现 ＭＳＫ基带调制可分为三个部分，差分编码，串并变换，调制到基带载波。设输入的原始码元符号为ａｋ，差分编码后输出为ｑ，两者满足ｃ。＝唧，（Ｄａｋ，且有矗＝ｌ。实际中，在差分编码和基带载波调制之间还有一个１斗’斗Ｉ”、０斗’Ｌ１”的映射过程．只不过在实际的基带调制实现过程中，一般不需要乘法，而只需根据“ｌ”或…０’来选择不同的基带采样点即可，因此也就不需要上述的映射过程。 ｂ８ｔ自ｂｊｎｄｌ ｝臣至王王互∑云亟互至∑刁ｏ”””ｄ裟岫纂咖晶”“”１叩 ｂ●ｅｅｂ●ｎｄ０ ÷匠里里至王∑乙∑玄ｊ五］ Ｄ１０２０∞４０５口∞７０８０∞佃 图４８ＭＳＫ调制过程ｍａｔｌａｂ输出国 堑堡丝塑堡塑！！垫查堑垒墨苎壅墨 具体实现时，原始比特率为５Ｍｂｐｓ，基带调制后的采样率为２５ＭＳａ／ｓ，每个码元周期包含５个采样点。图４８给出基带调制器ＭＡＴＬＡＢ输出图，躅４９给出ＦＰＧＡ实现后的仿真输出数据。可以看出，两者的结果完伞一致。 ｊ●＾ｅｍ吨瞄ｍｄ岫ｔＭ‘Ｊ瑚１◆＾ｄｂ№ｍⅢ，Ｍ口Ｉ。●“＊¨吐眦ｍ“＿ｕｏ ■◆“ｅｍＭｍＭ¨一ｏＩ』◆“ｄｂ耐．时ｍ蛐＿．＾Ｄ１１ｄ７７５１ 图４ ４．２２２ＡＤ９８５７的配置９ＭＳＫ基带调制器仿真输出图 ＦＰＧＡ只完成了ＭＳＫ信号的基带调制，而最终需要的是中频信号，由基带信号到中频信号的转换由ＡＤ９８５７完成。 ＡＤ９８５７有三种工作模式：正交调制模式，单音模式，内插ＤＡＣ模式。在此，我们设置为正交调制模式，以实现基带信号到载波的上变频。 前文已经对ＡＤ９８５７的内部结构作了详细介绍。为实现上变频的功能，首先需要确定ＡＤ９８５７的内插系数，内部时钟频率等参数。 在选取各部分的采样频率时，考虑的主要几方面因素有： １，根据奈奎斯特采样定理．对最高频率为‘的模拟信号进行采样时，采样率，必须大于２ｆｈ才能使从采样后的序列恢复原始信号时不发生频谱混叠。而在实际工程中，采样频率，和所对应的信号最高频率‘通常需要满足关系式：０４×＾≥Ｚ； ２，ＡＤ９８５７内部有半带ｆｒｍ）滤波嚣和积分梳状（ＣＩＣ）滤波器，用来实现输入基 ＣＩＣ滤波器为可选，内插倍数为２—６３，若带信号进行调制前的上采样。其中， 不需要该滤波器，也可将其旁路：而ＨＢ滤波器则是固定的，其内插倍数固定为４； ３，在该ＭＳＫ调制中，原始数据比特率为５Ｍ．基带调制Ｉ、Ｑ支路的载波为１．２５ＭＨｚ。实现时，要选取合适的基带采样频率，使得ＦＰＧＡ的采样点存储量适度； ４，ＡＤ９８５７内部有锁相环，可实现４－－２０倍的倍频，从而产生内部的ＳＹＳＣＬＫ，同样也要选取合适的外部输入参考频率。 图４１０ＡＤ９８５７内部的速率变换示意图 第删章ＣＰＭ信号调制解调的ＦＰＧＡ虫现 综合以上几点，各部分采样率得变换如图４１０所示。基带调制１．２５ＭＨｚ载波每周期需存贮２０个采样点的数据，对应每个原始码元周期为５个采样点。 在确定配置参数之后，我们便可以对ＡＤ９８５７进行配置。ＡＤ９８５７的配置端口是串行方式的ＳＰＩ总线，ＡＤ９８５７工作于从模式，而ＦＰＧＡ配置模块工作于主模式。用ＦＰＧＡ实现的ＳＰＩ主控模块的输出时序仿真结果的局部如图４１１。其中，ＳＰＩ总线的时钟信号ＳＣＫ由系统时钟分频得到。 图４１ＩＡＤ９８５７配置宴现仿真输出 ４．２３接收端的前级实现 接收端结构示意如图４１２，前级主要包括下变频单元以及低通滤波兼抽取单 篙母 一乍审去一图４１２接收端结构示意图 输入信号为中心频率为７０ＭＨｚ的中频信号，经ＡｔＤ进行带通采样，采样频率为４０ＭＨｚ，如图２．９所示，采样得到的信号频谱被搬移到１０ＭＨｚ处。因此，卜变频单元的本振设为ＩＯＭＨｚ。当接收机采用非相干解调时，本振信号的同相支路和一ｉ一一］别Ｊ＿Ｉ｜正交支路分别取卜Ｉ，０，－Ｉ，Ｏ，－－Ｉ…０．．｝、ｆｏ，＋Ｉ阿０ 本振单元一般要用ＮＣＯ来实现。Ｊ，ｑ＋ｌ＂．｝即百ｒ。此处的本振实现起来非常简单，需要注意的是，在相干或其它不能取载波的固定采样点的情况下， Ｃ１Ｃ滤波器可以工作在非常高的速率。在此，将其用于接收前端，实现抗混叠滤波兼抽取的功能。为了实现方便，通常将ＣＩＣ滤波器级联后作等效变换。图４１３给出了三级ＣＩＣ四倍抽取滤波的实现结构的变换过程，具体实现采用（ｃ）中的结构，这种简单有效的ＣＩＣ抽取滤波器又被称为Ｈｏｇｅｎａｕｅｒ抽取滤波器。其中，梳 ５８连续相位调制技术研究及其实现 状单元和积分单元所使用的时钟信号是不同的。图４１４给出了仿真结果截图。 ＣＩＣ滤波器的通带内的幅度响应一般有较大的衰减，需用一个线性相位ＦＩＲ滤波器来进行补偿，而在通带之外，其频谱形状几乎可以任意选择，只要不会过分放大带外噪声即可。补偿滤波器通常采用ＦＩＲ实现。 （ｂ）ｂⅡｉ＊臼。‘ｇ∽№№＃＊≈ ……一一一一一一一一一一Ｊ（ｃ）＝ｇ｝姆ｎａｕｅｒ№Ｈｔ＃＃Ｌ一一一…一一……一～一＿ ｄＩ３级ＣＩＣ抽取滤波器到Ｈｏｇｅｎａｕｅｒ抽取滤波器的转换过稃 ● ◆ ● ● ◆ ◆瑟蓑岫ｃ岫薹星岫恬篇盟瓮№＝山Ｗ 图４１４＿级Ｈｏｇｅｎａｕｅｒ抽取滤波器的仿真结果截图 ４２４ＭＳＫ解调器的实现 由于系统采用跳频的工作方式，接收端不适宜采用相干方式，为此，选用非相干的块估计方法来解调信弓。通用的基于非相干块估计方法的接收结构如图３１３。根据性能分析，选取两个符号周期的观测长度。考虑到ＭＳＫ信号的具体情况，还可将通用接收机结构作进一步简化。 对ＭＳＫ而言，发送信息集合为｛△．＝ｆ—１）”’；ｌ＿ｌ，２｝。相应的，发送载波分别ＬＪ 为‰＋≈／２Ｔ和‰一口，２ｒ。通常情况下，接收机采用正交结构，下面计算相应的屈． 第四章ＣＰＭ信号调制解调的ＦＰＧＡ实现 ５９ 的值。 届。＝￡，．（ｆ）Ｐ一风（ｆ＋即ｄｔ—ｊｆｒ，（ｆ）Ｐ一心‘ｄｔ届：＝￡，．（ｆ）Ｐ州ｒ＋ｒ）ｄｔ＋，ｒ，．（ｔ）ｅ－Ｊｍ＂ｄｔ殷。＝￡，．（，）Ｐ一以‘ｆ＋ｎｄｔ一／ｒ，－（ｔ）ｅＪ珊＂ｄｔ屈：＝￡，．（ｔ）ｅＪｍ＇（ｔ＋ｒ）ｄｔ＋＿，ｒ，．（ｆ）ｅ心’ｄｔ 最后，判决时需对岛进行取模操作，式（４—２）中的岛可统一写成 （４—２） 例２＝（口。Ｒ＋ａ２１ｃ＋ａｓＲ。ｒ＋ａ，Ｌｒ）２ ＋（呜足＋‰ｔ＋ａ７９ｓｒ＋吼‘７１）２ 其中， Ｒ，＝ｒ （４—３） Ｒｅ｛，．（ｆ））ｓｉｎ缈。ｔｄｔＲｅ｛，（ｆ））ｃ。ｓ国。ｔｄｔ Ｒ。＝ｒｏ Ｒ，，＝￡Ｒｅ｛－ｒ（ｆ）｝ｓｉｎ国。（ＨＴ）ｄｔＲ。，＝￡Ｒｅ｛，．（ｆ））ｃ。ｓ国。（Ｈｒ）ａｔ ，，，＝。ｒｌｍ （４—４） Ｌ＝ｒＩｍ｛，－（ｆ）｝ｓｉｎ国。ｔｄｔ ，。＝ｔＩｒａ ｒ（ｆ））ｓｉｎ国。ｔ＋Ｔ）ｄｔ ｒ（ｆ））ｃ。ｓ∞。ｔｄｔ ，。一一ｉｍ｛，．（ｆ）｝ｃ。ｓ国。（ｔ＋Ｔ）ｄｔ 其中，ｑ取值为±１，依据不同的ｆ，／值而定。对ＭＳＫ而言，具体的岛值分别如下 Ｉ届，１２＝（一Ｒｓ＋乞＋疋ｒ＋‘ｒ）２＋（疋＋‘＋Ｒｒ—Ｌｒ）２ｌ届：１２＝（愿一Ｌ＋Ｒｒ—Ｌｒ）２＋（疋＋Ｌ＋足ｒ＋Ｌｒ）２Ｉ屐。１２＝（Ｒ＋Ｌ＋足ｒ＋‘ｒ）２＋（一咫＋Ｌ一咫ｒ＋厶ｒ）２Ｉ厦：１２＝（足＋Ｌ一砖ｒ＋ｔｒ）２＋（Ｒ一‘＋Ｒｒ＋丘ｒ）２ ．．融．『Ｘ］ ｌ （４－５） Ｈｐ Ｒ —２ｃｏｓｍｏ螭ｔ掣 ，（ｆ） 足 ．．ｒ］ 刖＆～刊（）２—］ ＼ ｛ ｎｌ，卞 ／ －，一 一＼Ｌ ‘Ｊ－Ｌ—一 ７Ｌ｝ｊ ｌ ｃ １”吲—Ｙ］±！幽 ｓｉｎｗ．ｔ 图４．１５两个码元观测周期的ＭＳＫ信号非相干最大似然块估计接收机部分结构 忆 １． ≤册 ＋ ＋Ｊ ｌＬ．。．——Ｊ 连续相位调制技术研究及其实现 图４．１５给出了求取其中之一的Ｉ屈，１２其结构示意，其中，缈。＝ｚｒ／２Ｔ。对于其它三个Ｉ屈ｆ｜‘的计算，其结构基本相同，而前级部分可与图４．１６中的共用。最后通过求取ｌ屈，｜‘中最大值所对应的下标对接收码元作出判决。 若使用传统的非相干接收机，观测长度为２时，共有４种码元序列得可能性。对于每种可能性，将接收信号与本地信号求复相关，需８个乘法单元。因此，总共需要３２个乘法单元。同时，最后仍需要求模值操作。而图４．１５中所示的接收机结构，除去取模值操作之外的基带部分仅需要四个乘法器，可见，实现代价得到了较大降低。 ４．３四进制ＣＰＭ信号调制解调器的实现 ＭＳＫ信号是一种特殊的ＣＰＭ信号，与ＰＳＫ调制相比，它具有旁瓣衰减快，幅度恒定等优点。但ＭＳＫ的主瓣仍然较宽，为了满足更高的系统要求，需要寻求其它类型的调制方式，如ＧＭＳＫ、一般ＣＰＭ等等。 根据第二章中的讨论结果，ＣＰＭ信号的频谱取决于调制指数，脉冲形状，和信号进制的大小。为满足较高的频谱利用率和数据速率的要求，通常选用多进制、较小的调制指数以及平滑的相位脉冲函数。但与此同时，解调复杂度也增大了，综合带宽和实现复杂度等方面的因素，最后采用参数为Ｍ＝４，ｈ－－０．２５，２ＲＣ的ＣＰＭ调制方式。和ＭＳＫ一样，这种调制参数的ＣＰＭ信号也是实际应用中使用较多的一种调制方式。 ４．３．１四进制ＣＰＭ信号调制器的实现 ＣＰＭ信号的表达式为 ｓ（，）＝√西万ｃｏｓ［２ｘｆｄ＋＃（ｔ；ｆｉ）＋谚０］ 设初始相位为０，同时将其展开得（４．６）ｓ（，）＝厨［ｃｏｓ（２７ｒｆｄ）ｃｏｓＯ（ｔ；云）一ｓｉｎ（２ｚｒｆｄ）ｓｉｎ矽（ｔ；五）］（４．７）其中， 舭云）＝２万办∑ａｋｑ（ｔ－ｋＴ）ｔ＝“ 用专用芯片实现。（４・８）式（４．７）是一般的正交调制表达式，和上述的ＭＳＫ调制过程一样，上变频部分一般 成形脉冲ｇ（Ｏ具有有限的持续时间ＬＴ，当ｔ＜Ｏ时，ｑ（ｔ）＝Ｏ；ｔ＞ＬＴ时，ｑ（ｔ）＝ｌ／２， 第四章ＣＰＭ信号调制解调的ＦＰＧＡ实现６ｌ 所以式（４—８）．－１化为 ｎ－Ｌｎ 舭面）＝万乃∑ａ，ｑ（ｔ－ｋＴ）＋２ｘｈ∑ａｋｑ（ｔ－ｋＴ）ｎｒ＜ｔ＜（ｎ＋１）Ｔ ｋ＝－－ｃａｋ＝ｎ－Ｌ＋ｌ（４－９） 对矽（，；云）的各项进行２万取模运算不会影响最后的ｓ（ｆ），令 吃＝砭厅丌办枇∑～吼（４－１０） 眦ａ）＝２ｎ＇ｈ∑ａｋｑ（ｔ－ｋＴ） ｋ＝ｎ－Ｌ＋ｌ（４－１１） 设Ｏｏ＝０，则有 矽Ｏ；云）＝幺＋ｐ（ｆ；云）甩丁≤ｆ≤（刀＋１）ｒ 于是， Ｉ（ｔ）＝ｃｏｓ［Ｏ（ｔ，ａ）ｌｃｏｓＯ．－ｓｉｎ［Ｏ（ｔ，ａ）ｌｓｉｎ见 Ｑ（ｔ）＝ｅｏｓ［Ｏ（ｔ，ａ）ｌｓｉｎＯ。＋ｓｉｎ［Ｏ（ｔ，五）】ｃｏｓ或（４－１２）（４－１３）（４。１４） ＮＮＲ需分别确定相位状态眈和相关状态秒（ｆ，五）两部分的取值即可。 ｌ，相位状态的计算 将参数Ｍ＝４，ｈ＝１／４，２ＲＣ代入式（４．１０），可得相位状态的递推关系 幺＝Ｒ２。［或一ｌ＋｛％一２】（４－１５） 因此，最的取值范围为包∈｛Ｏ，ｘ／４，ｎ＇／２，３ｎ＇／４，刀，５ｎ－／４，３ｎ＇／２，７ｚｔ／４），对应的ｃｏｓＯ，，和ｓｉｎ幺取值范围为｛ｏ，＋√乏／２，一√芝／２，＋ｌ，一１｝。实现时，可根据幺一。和％一：由查表得到ｃｏｓＯ．和ｓｉｎＯ．。 ２，相关状态的计算 将实际参数代入式（４．１１），可得相关状态的表达式 口（ｆ；云）＝ａ％ｑ（ｔ一（刀一１）ｒ）＋ａ．ｑ（ｔ一，ｚ丁）］ 记（４－１６）ｇ（ｆ）的波形图见图４．１６。将其离散化，每个码元周期取８个采样点，同时， ｑ（－Ｏ（ｔ）＝ｑ（ｔ－（ｎ－１）Ｔ） ｇ（ｏ）（ｆ）＝ｇ（ｆ—ｎＴ）（４－１７）（４－１８） ６２连续相位调制技术研究及其实现 ●， ｌＩ ‘＇ ●，●， ●， ‘Ｉ ：●， …，．：…．．！…．：．…ｊ…． ； ； ｊ；‘Ｉ●ｌ …‘‘一’¨’ｊ’一！…’‘ｉ∥１ ｉｉ；？ ・图４．１６ｇ（，）的１６点离散取值 可得 ｏ（ｔ；云）＝三［％一－ｇ‘－ｌ’（ｆ幸ｃ）＋％ｇ‘。’（ｆ木乃）］（４－１９） 由此可以看出，可以由％ｌ、ａｎ、ｆ根据查表得到ｃｏｓ［０（ｔ，ａ）】和ｓｉｎ［Ｏ（ｔ，云）】的值。同样，其中，ｉ的取值为ｏ～７。实现时，将｛％，％一。｝作为高４位地址，ｚ作为低三位地址，即根据％一。、％的值将总的数据表划分成１６块。 综上所述，４ＣＰＭ的基带调制器结构如图４．１７所示。 Ｑ（ｔ） 图４．１７四进制ＣＰＭ基带调制器实现结构 ４．３．２四进制ＣＰＭ的解调器设计 根据前文介绍的ＲＳＤＳＤ方法，首先将４ＣＰＭ信号的原始状态进行合并，原始状态数为１６，其状态图见图３．１ｌ，简化后的ＲＳ状态数精简到４，相应的网格图如图３．１８所示。同时，根据误码率的分析，取判决深度为Ｌ＝５，对应于ｌＯ个码元周期长度。 由于每个码元符号间隔内有１６种状态转移的可能性，因此需进行１６个分支度量值的计算，以此来确定幸存路径。每个状态保留一条幸存路径，于是，总共 第四章ＣＰＭ信号调制解调的ＦＰＧＡ实现６３ 需要保留的分支度量值的数目为１０ｘ４＝４０。 相应的ＲＳＤＳＤ解调采用维特比算法，流程如图４．１８。 在使用ＲＳＤＳＤ算法时，输入信息为经过差分运算后的相位增量信息。计算分支度量过程中，分两层循环结构，外层对应于玑的四种状态，内层对应于玑一，的状态，总共计算１６个分支。判决深度为１０，在记到１０个码元后进行回溯判决。如此循环，直到解调出全部码元信息。 图４．１８维特比译码解调算法流程 雠篓Ｈ…算芦千ｓｉＲ枷’滚性 各部分的介绍如下：运算控制单元一差至警凳上一回黼冗图４．１９维特比译码解调算法结构在进行解调器的设计时，首先需要进行模块划分。其结构示意如图图４．１９。 １，差分相位增量计算。这部分的计算前文已给出，参见图３．１２。 ６４连续相位调制技术研究及其实现 ２，ｓｉｎ／ＣＯＳ表ＲＯＭ。根据前文关于ＲＳＤＳＤ的介绍可知，要进行相关运算，需要建立相应的ｃｏｓ［∥（，；云）一少（，一ｒ；历）］表和ｓｉｎ［∥（ｆ；面）一沙（ｒ—ｒ；厅）］表，此处的ｓｉｎ／ｃｏｓ表预存了事先计算好的各采样点的可能取值。表的输出由算法控制单元所产生的地址所决定。 ３，相关运算。这部分单元将差分相位增量计算单元和本地所产生的ｓｉｎ／ｃｏｓ表预存值进行相关运算，主要是乘累加的计算。 ４，幸存路径度量计算。该单元用到前述的４０个寄存器组，用来保存幸存路径的各分支度量，并将对应码元值存入存储单元，以供回溯输出时使用。 ５，回溯的码元存储单元。保留计算中产生的码元值，并且在算法控制单元的控制下，将得到的码元作为结果输出，供后继模块使用。 和仿真程序不同的是，在实际电路中，各模块是并行共工作的，因此在设计时对各模块的时序控制显得格外重要。其中，时钟同步和控制信号是设计的重点。在进行模块划分时，要明确各模块之间的接口时序要求及控制信号的种类。同时，在设计及调试时，需要对这些信号描述逐步细化，以达到最终的设计要求。 第五章总结与展望６５ 第五章总结与展望 本文主要研究了地空通信中通常使用的调制方式——连续相位调制技术及其调制解调在软件无线电平台上的实现。通过仿真，分析了不同调制参数对于连续相位信号功率谱密度的影响。在引入ＣＰＭ分解模型的基础上，深入研究了几种解调方法，包括基于最大似然序列检测即最佳解调解调算法，以及为降低复杂度而引出的基于判决反馈的减少状态序列检测方法和基于减少状态的差分序列检测方法。同时，给出了全响应ＣＰＭ信号的基于最大似然块估计的非相干解调算法。通过分析仿真结果，比较各种方法的误码率性能。 在理论分析的基础上，结合实际科研项目的地空通信系统中的软件无线电平台，提出了适合该系统的ＣＰＭ信号调制解调器的设计和实现方案。在介绍所用硬件平台的基础之上，详细叙述了ＭＳＫ及四进制ＣＰＭ这两种信号的调制器和解调器的实现过程，并且在ＦＰＧＡ上得以实现。 目前，对于ＣＰＭ信号本身的研究已经比较深入。同时，也出现了许多将ＣＰＭ与其它技术相结合的研究。根据本人所掌握的关于ＣＰＭ技术的研究现状，以及在毕业设计期间的体会，对以后的工作做以下简要介绍。 关于中频信号的数字化处理部分，本系统都是基于ＦＰＧＡ实现。在现有阶段，ＦＰＧＡ和ＤＳＰ器件各有优势。如何根据这两种器件的特点，对具体的信号处理工作作合理的划分，以使整体达到更高性能，有待于进一步的探讨。 连续相位调制本身的带宽效率和功率效率使其成为一种较为突出的调制方式。为了获得进一步的带宽效率，提高系统性能，ＣＰＭ调制方式可以和其它相关技术相结合。 近年来，正交频分复用（ＯＦＤＭ）技术得到了长足的发展。它能够有效的对抗频率选择性衰落；同时，由于使用正交的子载波作为子信道，极大的提高了频谱利用率。但在实际应用中，正交频分复用技术也有着诸多不足之处。其中一个突出的问题即在于其峰均功率比（ＰＡＰＲ）比较大１３训。将ＣＰＭ与ＯＦＤＭ相结合，可以利用多幅度ＣＰＭ来有效的降低ＰＡＰＲ［”儿珀Ｊ。 Ｔｕｒｂｏ码真正突破性的发现不是其编码形式，而是基于软输入软输出（Ｓｏｆｔ ＳｏｆｔＩｎｐｕｔＯｕｔｐｕｔ，ＳＩＳＯ）的迭代解码方法。Ｔｕｒｂｏ的概念现在已应用到其它的系统，成为一种设计先进接收机的方法。当网格编码调制或连续相位调制与ＳＣＣ结合起来时，其带宽效率远远高于采用串行级联码加简单的载波调制ＢＰＳＫ。因此，具有高频谱利用率、功率利用率和类似Ｔｕｒｂｏ码性能的串行级联连续相位调制系统引起了人们 连续相位调制技术研究及其实现 的关注，它在动态和衰落环境下较为稳健，而且适合于跳频系统和当前军用领域感兴趣的自组织网络，在移动通信、卫星通信、深空通信及遥测等领域获得广泛的重视【３２】【３７】。 致谢６７ 致谢 感谢我的导师葛建华教授。三年之前，葛老师不以某愚钝，使得以了却夙愿而忝列Ｎｆ－］。然某志大才疏，愧对厚冀，两年之中，几无所成，实为遗憾。 感谢岳安军老师；感谢所在实验室的高明、韩春雷、季彦呈、高洋等诸位博士：感谢同一项目组的赵艳艳、宁迪浩、张瑾等同学；感谢巨策划、张丰、吴继文、倪湛、刘晓晓、宋月伟、胡俊、林一、熊雄、梁弟标、庞冲、田舒、程思霖等同学。最后必须提及的是我的父母、家人以及诸多亲友，大恩不言谢。 参考文献 参考文献 ［１】１ＦｕｑｉｎＸｉｏｎｇ，Ｄｉｇｉｔａｌ ＰＰ．２９５—３３６．ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，Ｂｏｓｔｏｎ：ＡｒｔｅｃｈＨｏｕｓｅ，２０００： ［２】Ｊ．Ｂ．Ａｎｄｅｒｓｏｎ，Ｔ．ＡｕｌｉｎａｎｄＣ．－Ｅ．Ｓｕｎｄｂｅｒｇ，ＤｉｇｉｔａｌＰｈａｓｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ：ＰｌｅｎｕｍＰｒｅｓｓ，１９８６． 【３】Ｂ．Ｅ．Ｒｉｍｏｌｄｉ，“ＡｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎａｐｐｒｏａｃｈｔｏＣＰＭ，”ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ． Ｔｈｅｏｒｙ，Ｍａｒ．１９９８，ｖ０１．３４，ｎｏ．２，ＰＰ．２６０—２７０． ［４】Ｔ．ＡｕｌｉｎａｎｄＣ．一Ｅ．ＷＳｕｎｄｅｒｇ，“Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｒｅｓｐｏｎｓｅｓｉｇｎａｌｉｎｇ，”ＩＥＥＥ ｎｏ．３，ＰＰ．１９６—２０９．ｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ－ｐａｒｔＩ：ＦｕｌｌＴｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ，Ｍａｒ．１９８１，ｖ０１．ＣＯＭ一２９， 【５】Ｔ．Ａｕｌｉｎａｎｄ ｒｅｓｐｏｎｓｅＣ．一Ｅ．ＷＳｕｎｄｅｒｇ，“Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ－ｐａｒｔＩＩ：Ｐａｒｔｉａｌｓｉｇｎａｌｉｎｇ，”ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ，Ｍａｒ．１９８１，ｖ０１．ＣＯＭ－２９，ｎｏ．３，ＰＰ．２１０－２２５． ［６】Ａ．Ｓｖｅｎｓｓｏｎ，“Ｒｅｄｕｃｅｄｓｔａｔｅｓｅｑｕｅｎｃｅｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｆｕｌｌｒｅｓｐｏｎｓｅｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，”ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＬｅｔｔｅｒｓ，Ｍａｙ．１９９０，ｖ０１．２６，ｎｏ．３，ＰＰ．６５２－６５４． 【７】Ａ．Ｓｖｅｎｓｓｏｎ，“Ｒｅｄｕｃｅｄｓｔａｔｅｓｅｑｕｅｎｃｅｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｐａｒｔｉａｌｒｅｓｐｏｎｓｅｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，”ｌＥＥＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ－Ｉ，Ａｕｇ．１９９１，ｖ０１．１３８，ｎｏ．４，ＰＰ．２５６－２６８． 【８】Ｍ．Ｋ．Ｓｉｍｏｎａｎｄ ｎｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔＤ．Ｄｉｖｓａｌａｒ，“Ｍａｘｉｍｕｍ－ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄｂｌｏｃｋｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，”ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｊａｎ．１９９３，ｖ０１．４１，ｎｏ．１，ＰＰ．９０－９８． 【９】ＧＣｏｌａｖｏｌｐｅａｎｄＲ．Ｒａｈｅｌｉ，‘＇Ｎｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔｓｅｑｕｅｎｃｅｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ．”１ＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｓｅｐ．１９９９，ｖ０１．４７，ｎｏ．９，ＰＰ．１３０３—１３０７． 【１Ｏ］ＱＣｏｌａｖｏｌｐｅａｎｄＲＲａｈｅｌｉ，‘＇ＮｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔｓｅｑｕｅｎｃｅｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆＣＰＭ，” ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＬｅｔｔｅｒｓ．Ｆｅｂ．１９９８，ｖ０１．３４，ｎｏ．３，ＰＰ．２５９—２６１． ［１１】ＧＣｏｌａｖｏｌｐｅａｎｄ＆Ｒａｈｅｌｉ，‘＇ＮｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔｓｅｑｕｅｎｃｅｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆＭ—ａｒｙ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ，ＣＰＭ，”ＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＴｈｅｏｒｙ １９９８，ＰＰ．４５０．Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ：ＩＥＥＥＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ 【１２】Ｒ．ＧＶａｕｇｈａｒｔ，Ｎ．Ｌ．ＳｃｏｔｔａｎｄＤ．Ｒ．Ｗｈｉｔｅ，“Ｔｈｅｔｈｅｏｒｙｏｆｂａｎ＠ａｓｓ ｓａｍｐｌｉｎｇ，”１ＥＥＥＴｒａｎｓ．ｏｎＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｓｅｐ．１９９１，ｖ０１．３９，ｎｏ．９，ＰＰ．１９７３—１９８４． 连续相位调制技术研究及其实现 【１３】Ｗ．ＰＯｓｂｏｒｎｅａｎｄＭ．Ｂ．Ｌｕｎｔｚ，“Ｃｏｈｅｒｅｎｔａｎｄ ＴｒａｎｓｎｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆＣＰＦＳＫ，’’ＩＥＥＥ ＰＰ．１０２３－１０３６．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ａｕｇ．１９７４，ｖ０１．ＣＯＭ一２２，ｎｏ．８， 【１４】ＹｅｗＫｏｎｇＳｏｍｅａｎｄＰｏｏｉＹｕｅｎＫａｍ，“Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔｅｓｔｉｍａｔｉｏｎｏｆｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｗｉｔｈｕｎｋｏｗｎｃａｒｒｉｅｒｐｈａｓｅ，”ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｊｕｌ．１９９７，ｖ０１．４５，ｎｏ．７．ＰＰ．７６５－７６７． 【１５］ＲａｋｆＭｅｈｌａｎ，Ｙｏｎｇ—Ｅｎ ＭＳＫｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒｗｉｔｈＣｈｅｎａｎｄＨｅｉｎｒｉｃｈＭｅｙｒ．“Ａｆｕｌｌｙｄｉｇｉｔａｌｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄｊｏｉｎｔｆｒｅｑｕｅｎｃｙｏｆｆｓｅｔａｎｄｓｙｍｂｏｌｔｉｍｉｎｇｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ＶｅｈｉｃｕｌａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．Ｎｏｖ．ｆｏｒｂｕｒｓｔｍｏｄｅｍｏｂｉｌｅＲａｄｉｏ，’’ＩＥＥＥＴｒａｎｓ １９９３，ｖ０１．４２，ｎｏ．４，ＰＰ．４３４—４４３．ｏｎ ［１６】ＨｉｒｏｓｈｉＳｕｚｕｋｉ，“ＯｐｔｉｍｕｍｇａｕｓｓｉａｎｆｉｌｔｅｒｆｏｒｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆＭＳＫ，” ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｊｕｎ．１９８１，ｖ０１．ＣＯＭ一２９，ｎｏ．６，ＰＰ．９１６・９１８． ［１７】Ｍ．ＧＭａｔｈｗｉｃｈ，Ｊ．ＥＢａｌｃｅｗｉｃｚ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｐｈａｓｅ ＴｅｌｅｍｅｔｒｙａｎｄＭ．Ｈｅｃｈｔ，“ＣｏｈｅｒｅｎｔｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｏｆｂｉｎａｒｙＦＳＫｓｉｇｎａｌｓ，’’ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｏｆｔｈｅＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｍａｙ．１９７１，ＰＰ．６５６－６６１． ｐｈａｓｅ【１８】ＴｏｒｌｅｉｖＭａｓｅｎｇ，“Ｄｉｇｉｔａｌｌｙｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＤＰＭ）ｓｉｇｎａｌｓ，”ＩＥＥＥＴｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎ．Ｓｅｐ．１９８５，ｖ０１．ＣＯＭ－３３，ｎｏ．９，ＰＰ．９１１－９１８ ［１９】Ｔ．ＳｖｅｎｓｓｏｎａｎｄＡ．Ｓｖｅｎｓｓｏｎ，“Ａｒｅｄｕｃｅｄｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔｐａｒｉｔｉａｌｒｅｓｐｏｎｓｅＣＰＭ，”ＩＥＥＥＶｅｈｉｃｕｌａｒ Ａｍｓｔｅｒｄａｍ：ＩＥＥＥ，１９９９．ＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ． ＰＡＭ【２０】Ｕ．ＭｅｎｇａｌｉａｎｄＭ．Ｍｏｒｅｌｌｉ，“Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ，”ＩＥＥＥ ＰＰ．１２６５－１２７５．ｏｆｍ・ａｒｙｃｐｍｓｉｇｎａｌｓｉｎｔｏＴｒａｎｓ．１ｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ，Ｓｅｐ．１９９５，ｖ０１．４１，ｎｏ．５， 【２１】Ｅ．ＰｅｒｒｉｎｓａｎｄＭ．Ｒｉｃｅ，“ＰＡＭｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎｏｆＭ・ａｒｙｍｕｌｔｉ．ｈＣＰＭ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｄｅｃ．２００５，ｖ０１．５３，ｎｏ．１２，ＰＰ．２０６５－２０７５． ［２２】Ａ．Ｓｖｅｎｓｓｏｎ，‘‘Ａｃｌａｓｓｏｆｒｅｄｕｃｅｄ—ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙＶｉｔｅｒｂｉｄｅｔｅｃｔｏｒｓｆｏｒｐａｒｔｉａｌ ｒｅｓｐｏｎｓｅｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，”ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｏｃｔ．１９８４，ｖ０１．ＣＯＭ－３２，ｎｏ．１０，ＰＰ．１０７９－１０８７． 【２３】ＨｕａｎｇＸｉａｏｊｉｎｇ ＰＡＭａｎｄＬｉＹｕｎｘｉｎ．“Ｓｉｍｐｌｅｎｏｎ—ｃｏｈｅｒｅｎｔＣＰＭＩＥＥＥｒｅｃｅｉｖｅｒｓｂｙＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇ：ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ ＩｎｄｏｏｒａｎｄＭＭＳＥＭｏｂｉｌｅｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ，’’１４ｔｈＰｅｒｓｏｎａｌａｎｄＲａｄｉｏＣｏｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｂｅｉｊｉｎｇ，２００３，１， ＰＰ．７０７—７１１． 【２４】ＪｏｅＭｉｔｏｌａ，“Ｔｈｅｓｏｆｔｗａｒｅｒａｄｉｏａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ，”ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｍａｙ．１９９５，ＰＰ．２６—３８． 【２５】Ｍ．Ｇｅｏｇｈｅｇａｎ，Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎａｎｄｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｒｅｓｕｌｔｓｆｏｒｔｈｅａｄｖａｎｃｅｄｒａｎｇｅ 参考文献７ｌ ｔｅｌｅｍｅｔｒｙ（ＡＲＴＭ）Ｔｉｅｒ１１ 【２６】ＡｌｔｅｒａｗａｖｅｆｏｌｌＴＩ，Ｐｒｏｃ．ＩＴＣ，２０００．Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ，ＳｔｒａｔｉｘＩＩＤｅｖｉｃｅＨａｎｄｂｏｏｋ，ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ａｌｔｅｒａ．ｃｏｍ ＰｅｎａｉｎｅｎａｎｄＡｎｔｔｉＨｕｏｖｉｌａｉｎｅｎ，“Ｆｉｘｅｄ－ｐｏｉｎｔ【２７】ＡｚａｄｅｈＨａｇｈｐａｒａｓｔ，Ｈｅｎｒｉ ＡｌｇｏｒｉｔｈｍＤｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ，”ｈｔｔｐ：／／ｈｏｍｅ．ｅａｒｔｈｌｉｎｋ．ｎｅｔ／＇ｙａｔｅｓｃｒ／ｄｓｐ．ｈｔｍ 【２８】Ｎ．Ｗ．ＢｅｒｇｍａｎｎａｎｄＪ．ＣＭｕｄｇｅ，“Ｃｏｍｐａｒｉｎｇｔｈｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆ ＦＰＧＡ－ｂａｓｅｄｃｕｓｔｏｍｃｏｍｐｕｔｅｒｓ、析ｔｈｇｅｎｅｒａｌ—ｐｕｒｐｏｓｅｃｏｍｐｕｔｅｒｓ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，’’Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ＣｏｍｐｕｔｉｎｇｆｏｒＤＳＰｏｆＩＥＥＥＷｏｒｋｓｈｏｐｏｎＦＰＧＡｓｆｏ，．ＣｕｓｔｏｍＭａｃｈｉｎｅｓ，ｎｐｒ．１９９４，ＰＰ．１６４・１７１． ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ，”ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｄｉｇｉｔａｌ［２９】ＲａｎｄｙＹａｔｅｓ，“Ｆｉｘｅｄ－ｐｏ缸ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ：Ａｎ ｓｉｇｎａｌｌａｂｓ．ｃｏｍ 【３０】Ｅ．Ｓ．Ｐｅｒｒｉｎｓ，Ｒｅｄｕｃｅｄｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙｄｅｔｅｃｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄｆｏｒｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｐｈａｓｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＢｒｉｇｈａｍＹｏｕｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ：Ｄｅｃ．２００５ 【３ｌ】Ｔ．Ｃａｔｅｒ，Ｓ．ＫｉｍａｎｄＭ．Ｊｏｈｎｓｏｎ，“Ｈｉｌｇｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ，ｐｏｗｅｒａｎｄｓｐｅｃｔｒａｌｌｙｄｙｎａｍｉｃｍｕｌｔｉｐａｔｈｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ，’’ＩＥＥＥＭｉｌｉｔａｒｙＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２００３，２２（１），ＰＰ．６１－６６． ｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ【３２】Ｐ．ＭｏｑｖｉｓｔａｎｄＴ．Ａｕｌｉｎ，“Ｓｅｒｉａｌｌｙｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ 诵ｔｈｉｔｅｒａｔｉｖｅｄｅｃｏｄｉｎｇ，”ＩＥＥＥＴｒａｍ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｎｏｖ．２００１，ｖ０１．４９，ｎｏ．１１，ｐｐ． 、１９０１－１９１５ ［３３】Ｍ．Ｒ．ＳｈａｎｅａｎｄＲ．Ｄ．Ｗｅｓｅｌ，“Ｒｅｄｕｃｅｄｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ ｄｅｃｏｄｉｎｇｏｆｓｅｒｉａｌｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄｉｔｅｒａｔｉｖｅｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，’’ＩＥＥＥＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２００２，ｖ０１．３，ｐｐ．１６７２－１６７６． ［３４】ＲｉｃｈａｒｄｖａｌｌＮｅｅａｎｄＲａｍｊｅｅＰｒａｓａｄ，ＯＦＤＭｆｏ，．ＷｉｒｅｌｅｓｓＭｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ｈｏｕｓｅ，２０００． ｓｉｇｎａｌｓ，”ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｂｏｓｔｏｎ：Ａｒｔｅｃｈ【３５】Ｉ．Ａ．ＴａｓａｄｄｕｑａｎｄＲ．Ｋ．Ｒａｏ，“ＯＦＤＭ－ＣＰＭ ２００２，ｖ０１．３８，ｎｏ．２，ＰＰ．８０Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｊａｎ． ［３６】Ｉ．Ａ．ＴａｓａｄｄｕｑａｎｄＫ．Ｒ．Ｒａｖｅｅｎｄｒａ，“ＰＡＰＲｒｅｄｕｃｔｉｏｎｏｆＯＦＤＭ—ＣＰＭｓｙｓｔｅｍ ＳｙｍｐｏｓｉｕｍｏｎｕｓｉｎｇｍｕｌｔｉａｍｐｌｉｔｕｄｅＣＰＭｓｉｇｎａｌｓ：。Ｐｒｏｃ．２１鞠Ｂｉｅｎｎｉａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｊｕｎ．２００２，Ｃａｎａｄａ，ＰＰ．２２５・２２９． ［３７】Ｔ．Ｌ．ＴａｐｐａｎｄＲ．Ｌ．Ｍｉｃｋｅｌｓｏｎ，“Ｔｕｒｂｏｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｃｏｄｅｄｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ—ｐｈａｓｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓ，’’ＭｉｌｉｔａｒｙＣｏｍｍｕｎ．Ｃｏｎｆ．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ，ＭＩＬＣＯＭ，Ａｔｌａｎｔｉｃ，１９９９，ＰＰ．５３４—５３７． 【３８】Ｔ．Ｓ．Ｒａｐｐａｐｏｒｔ著，周文安等译，无线通信原理与应用，北京：电子工业 出版社．２００６． 【３９】乔植、周春晖、肖立民，基于多符号差分相关的ＣＰＭ非相干解调算法，清华大学学报（自然科学版），２００７年，第４７卷第４期：５０７．５１０．