基站天线介绍

WuhanHongxinTelecommunicationTechnologiesCo.,Ltd.目录TOC\o"1-3"\h\z\uHYPERLINK\l"_Toc228329004"第一讲无线传播原理PAGEREF_Toc228329004\h2HYPERLINK\l"_Toc228329005"1.1无线传播基本原理PAGEREF_Toc228329005\h2HYPERLINK\l"_Toc228329006"1.2无线传播环境PAGEREF_Toc228329006\h3HYPERLINK\l"_Toc228329007"1.2.1频段划分介绍PAGEREF_Toc228329007\h3HYPERLINK\l"_Toc228329008"1.2.2快衰落与慢衰落PAGEREF_Toc228329008\h3HYPERLINK\l"_Toc228329009"1.2.3传播损耗PAGEREF_Toc228329009\h5HYPERLINK\l"_Toc228329010"1.3无线传播模型PAGEREF_Toc228329010\h7HYPERLINK\l"_Toc228329011"1.4多普勒效应PAGEREF_Toc228329011\h10HYPERLINK\l"_Toc228329012"1.5菲涅尔区PAGEREF_Toc228329012\h12HYPERLINK\l"_Toc228329013"第二讲天线的基础知识PAGEREF_Toc228329013\h13HYPERLINK\l"_Toc228329014"2.1天线的输入阻抗PAGEREF_Toc228329014\h13HYPERLINK\l"_Toc228329015"2.2天线的极化方式PAGEREF_Toc228329015\h14HYPERLINK\l"_Toc228329016"2.3天线的增益PAGEREF_Toc228329016\h14HYPERLINK\l"_Toc228329017"2.4天线的波瓣宽度PAGEREF_Toc228329017\h14HYPERLINK\l"_Toc228329018"2.5前后比(Front-BackRatio)PAGEREF_Toc228329018\h15HYPERLINK\l"_Toc228329019"第三讲基站天线的类别PAGEREF_Toc228329019\h15HYPERLINK\l"_Toc228329020"3.1电调天线PAGEREF_Toc228329020\h15HYPERLINK\l"_Toc228329021"3.2双极化天线PAGEREF_Toc228329021\h15HYPERLINK\l"_Toc228329022"第四讲基站天线的原理PAGEREF_Toc228329022\h16HYPERLINK\l"_Toc228329023"4.1对称振子PAGEREF_Toc228329023\h16HYPERLINK\l"_Toc228329024"4.2天线方向性的讨论PAGEREF_Toc228329024\h16HYPERLINK\l"_Toc228329025"4.2.1天线方向性PAGEREF_Toc228329025\h16HYPERLINK\l"_Toc228329026"4.2.2天线方向性增强PAGEREF_Toc228329026\h17HYPERLINK\l"_Toc228329027"4.2.3增益PAGEREF_Toc228329027\h17HYPERLINK\l"_Toc228329028"4.2.4波瓣宽度PAGEREF_Toc228329028\h18HYPERLINK\l"_Toc228329029"4.2.5前后比PAGEREF_Toc228329029\h18HYPERLINK\l"_Toc228329030"4.2.6天线增益的若干近似计算式PAGEREF_Toc228329030\h19HYPERLINK\l"_Toc228329031"4.2.7上旁瓣抑制PAGEREF_Toc228329031\h19HYPERLINK\l"_Toc228329032"4.2.8天线的下倾PAGEREF_Toc228329032\h19HYPERLINK\l"_Toc228329033"4.3天线的极化PAGEREF_Toc228329033\h20HYPERLINK\l"_Toc228329034"4.3.1双极化天线PAGEREF_Toc228329034\h20HYPERLINK\l"_Toc228329035"4.3.2极化损失PAGEREF_Toc228329035\h21HYPERLINK\l"_Toc228329036"4.3.3极化隔离PAGEREF_Toc228329036\h21HYPERLINK\l"_Toc228329037"4.4天线的输入阻抗PAGEREF_Toc228329037\h22HYPERLINK\l"_Toc228329038"4.5天线的工作频率范围（频带宽度）PAGEREF_Toc228329038\h22HYPERLINK\l"_Toc228329039"4.6移动通信常用的基站天线PAGEREF_Toc228329039\h23HYPERLINK\l"_Toc228329040"4.6.1板状天线的基本知识PAGEREF_Toc228329040\h23第一讲无线传播原理无线传播基本原理在 规划 污水管网监理规划下载职业规划大学生职业规划个人职业规划职业规划论文 和建设一个移动通信网时，从频段的确定、频率分配、无线电波的覆盖范围、计算通信概率及系统间的电磁干扰，直到最终确定无线设备的参数，都必须依靠对电波传播特性的研究、了解和据此进行的场强预测。它是进行系统工程设计与研究频谱有效利用、电磁兼容性等课题所必须了解和掌握的基本理论。众所周知，无线电波可通过多种方式从发射天线传播到接收天线：直达波或自由空间波、地波或 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 面波、对流层反射波、电离层波。如图2-6所示。就电波传播而言，发射机同接收机间最简单的方式是自由空间传播。自由空间指该区域是各向同性（沿各个轴特性一样）且同类（均匀结构）。自由空间波的其他名字有直达波或视距波。如图2-6(a)，直达波沿直线传播，所以可用于卫星和外部空间通信。另外，这个定义也可用于陆上视距传播（两个微波塔之间），如图2-6(b)。第二种方式是地波或表面波。地波传播可看作是三种情况的综合，即直达波、反射波和表面波。表面波沿地球表面传播。从发射天线发出的一些能量直接到达接收机；有些能量经从地球表面反射后到达接收机；有些通过表面波到达接收机。表面波在地表面上传播，由于地面不是理想的，有些能量被地面吸收。当能量进入地面，它建立地面电流。这三种的表面波见图2-6（c）。第三种方式即对流层反射波产生于对流层，对流层是异类介质，由于天气情况而随时间变化。它的反射系数随高度增加而减少。这种缓慢变化的反射系数使电波弯曲，如图2-6(d)。对流层方式应用于波长小于10米（即频率大于30MHz）的无线通信中。第四种方式是经电离层反射传播。当电波波长小于1米（频率大于300MHz）时，电离层是反射体。从电离层反射的电波可能有一个或多个跳跃，如图2-6(e)。这种传播用于长距离通信。除了反射，由于折射率的不均匀，电离层可产生电波散射。另外，电离层中的流星也能散射电波。同对流层一样，电离层也具有连续波动的特性，在这种波动上是随机的快速波动。蜂窝系统的无线传播利用了第二种电波传播方式。（a）直达波沿直线传（b）视距通信的应用（c）地波传播（d）对流层对无线电波的不规则散（e）无线电波通过电离层反射传播图STYLEREF1\s0SEQ图\*ARABIC\s11不同传播模式在设计蜂窝系统时研究传播有两个原因：第一，它对于计算覆盖不同小区的场强提供必要的工具。因为在大多数情况下覆盖区域从几百米到几十公里，地波传播可以在这种情况下应用。第二，它可计算邻信道和同信道干扰。预测场强有三种方法：第一种纯理论方法，适用于分离的物体，如山和其他固体物体。但这种预测忽略了地球的不规则性。第二种基于在各种环境的测量，包括不规则地形及人为障碍，尤其是在移动通信中普遍存在的较高的频率和较低的移动天线。第三种方法是结合上述两种方法的改进模型，基于测量和使用折射定律考虑山和其他障碍物的影响。在蜂窝系统中，至少有两种传播模型：第一种是FCC建议的模型；第二种设计模型由Okumura提供，覆盖边界应考虑实际经验结果。无线传播环境频段划分介绍无线电波分布在3Hz到3000GHz之间，在这个频谱内划分为12个带，如下表。在不同的频段内的频率具有不同的传播特性。对于移动通信来讲，我们只关心UHF的频段。FrequencyClassificationDesignation3～30Hz30～300HzExtremelyLowFrequencyELF300～3000HzVoiceFrequencyVF3～30KHzVery-lowFrequencyVLF30～300KHzLowFrequencyLF300～3000KHzMediumFrequencyMF3～30MHzHighFrequencyHF30～300MHzVeryHighFrequencyVHF300～3000MHzUltraHighFrequencyUHF3～30GHzSuperHighFrequencySHF30～300GHzExtremelyHighFrequencyEHF300～3000GHz快衰落与慢衰落在一个典型的蜂窝移动通信环境中，由于接收机与发射机之间的直达路径被建筑物或其他物体所阻碍，所以，在蜂窝基站与移动台之间的通信不是通过直达路径，而是通过许多其他路径完成的。在UHF频段，从发射机到接收机的电磁波的主要传播模式是散射，即从建筑物平面反射或从人工、自然物体折射，如图2-7所示。图STYLEREF1\s0SEQ图\*ARABIC\s12电波传输所有的信号分量合成产生一个复驻波，它的信号的强度根据各分量的相对变化而增加或减小。其合成场强在移动几个车身长的距离中会有20～30dB的衰落，其最大值和最小值发生的位置大约相差1/4波长。大量传播路径的存在就产生了所谓的多径现象，其合成波的幅度和相位随移动台的运动产生很大的起伏变化，通常把这种现象称为多径衰落或快衰落，如图2-7所示。在性质上，多径衰落属于一种快速变化。此外，这种传播特点还产生了时间色散的现象。深衰落点在空间上的分布是近似的相隔半个波长（900MHz为17cm，1800或1900MHz为8cm)，如果此时手机天线处于这个深衰落点（当汽车中的手机用户由于红灯而驻留在这个深衰落点，我们称为红灯问题），话音质量非常差，需要采取相关技术来解决，如跳频等。移动单元所收到的各个波分量的振幅、相位和角度是随机的，那么合成信号的方位角和幅度的概率密度函数分别为：0≤θ≤2π（1）r≥0（2）其中r为标准偏差。（1）式和（2）式分别表明方位角θ在0～2π是均匀分布的，而电场强度概率密度函数是服从瑞利分布的。故多径衰落也称瑞利衰落。对于这种快衰落，基站采取的措施就是采用时间分集、频率分集和空间分集（极化分集）的办法。时间分集主要靠符号交织、检错和纠错编码等方法，不同编码所具备的抗衰落特性不一样，这也是当今移动通信研究的前沿课题，GSM移动通信的空中信道编码方式参见相关GSM 协议 离婚协议模板下载合伙人协议 下载渠道分销协议免费下载敬业协议下载授课协议下载 。频率分集理论的基础是相关带宽，即当两个频率相隔一定间隔后，就认为他们的空间衰落特性是不相关的，移动通信频段，大量数据表明两个频率间隔大于200KHz就可获得这种不相关性；频率分集主要采取扩频方式，在GSM移动通信中，简单的采用跳频这种扩频方式来获得跳频增益，而在CDMA移动通信中，由于每个信道都工作在较宽频段（窄带CDMA为1.25MHz），本身就是一种扩频通信。空间分集主要采用主分集天线接收的办法来解决，基站的接收机对主分集通道分别接收到的的信号进行处理，一般采取最大似然法。这种主分集接收的效果由主分集天线接收的不相关性所保证，所谓不相关性是指，主集天线接收到的信号与分集天线的接收信号不具有同时衰减的特性，这也就要求采用空间分集时主分集天线之间的间距大于10倍的无线信号波长（对于GSM900M就是要求天线间距大于4米），或者采用极化分集的办法保证主分集天线接收到的信号不具有相同的衰减特性。而对于移动台（手机）而言，因为只有一根天线，因而不具有这种空间分集功能。基站接收机对一定时间范围（时间窗）内不同时延信号的均衡能力也是一种空间分集的形式。CDMA通信中，软切换时，移动台与多个基站同时联系，从中选取最好的信号送给交换机，这同样是一种空间分集的形式。大量研究结果表明，移动台接收的信号除瞬时值出现快速瑞利衰落外，其场强中值随着地区位置改变出现较慢的变化，这种变化称为慢衰落，见图2-8。它是由阴影效应引起的，所以也称作阴影衰落。电波传播路径上遇有高大建筑物、树林、地形起伏等障碍物的阻挡，就会产生电磁场的阴影。当移动台通过不同障碍物阻挡所造成的电磁场阴影时，就会使接收场强中值的变化。变化的大小取决于障碍物的状况和工作频率，变化速率不仅和障碍物有关，而且与车速有关。研究这种慢衰落的规律，发现其中值变动服从对数正态分布。另外，由于气象条件随时间变化、大气介电常数的垂直梯度发生慢变化，使电波的折射系数随之变化，结果造成同一地点的场强中值随时间的慢变化。统计结果表明，此中值变化也服从对数正态分布。分布的标准偏差为rt。由于信号中值变动在较大范围内随地点和时间的分布均服从对数正态分布，所以它们的合成分布仍服从对数正态分布。在陆地移动通信中，通常信号中值随时间的变动远小于随地点的变动，因此可以忽略慢衰落的影响，r=rL。但是在定点通信中，需要考虑慢衰落。图STYLEREF1\s0SEQ图\*ARABIC\s13快衰落和慢衰落在蜂窝环境中有两种影响：第一种是多路径，由于从建筑物表面或其他物体反射、散射而产生的短期衰落，通常移动距离几十米；第二种是直接可见路径产生的主要接收信号强度的缓慢变化，即长期场强变化。也就是说，信道工作于符合瑞利分布的快衰落并叠加有信号幅度满足对数正态分布的慢衰落。传播损耗在研究传播时，特定收信机功率接收的信号电平是一个主要特性。由于传播路径和地形干扰，传播信号减小，这种信号强度减小称为传播损耗。在研究电波传播时，首先要研究两个天线在自由空间（各向同性，无吸收，电导率为零的均匀介质）条件下的特性。以理想全向天线为例。经推导，自由空间的传播损耗为：Lp=32.4+20lg(fMHz)+20lg(dkm)公式STYLEREF1\s0SEQ公式\*ARABIC\s11其中，f为频率，d为距离（公里）。上式与距离d成反比。当d增加一倍，自由空间路径损耗增加6分贝。同时，当减小波长λ（提高频率f），路径损耗增大。我们可以通过增大辐射和接收天线增益来补偿这些损耗。当已知工作频率时，公式2-3还可以写成Lp=L0+10γlg(dkm)公式STYLEREF1\s0SEQ公式\*ARABIC\s12式中γ=2。γ称为路径损耗斜率。在实际的蜂窝系统中，根据测量结果显示，γ的取值范围一般在3～5之间。有了自由空间的路径损耗公式后，可以考虑在平坦的，但不理想的表面上2个天线之间的实际传播情况。假设在整个传播路径表面绝对平坦（无折射）。基站和移动台的天线高度分别为hc和hm（A处为hc，B处为hm），如图2-9。（a）多反射情况（b）单反射情况（c）找出视距和地面反射的路径差的映象方法图STYLEREF1\s0SEQ图\*ARABIC\s14平坦表面的传播与自由空间的路径损耗相比，平坦地面传播的路径损耗为：Lp=10γlgd−20lghc−20lghm公式STYLEREF1\s0SEQ公式\*ARABIC\s13式中γ=4。该式表明增加天线高度一倍，可补偿6dB损耗；而移动台接收功率随距离的4次方变化，即距离增大一倍，接收到的功率减小12dB。地形地物的种类千差万别，对移动通信电波传播损耗的影响也是错综复杂的。在实际应用中是不可能存在绝对的平坦地形的。对于复杂的地形一般可分为两类，即“准平滑地形”和“不规则地形”。“准平滑地形”指表面起伏平缓，起伏高度小于或等于20米的地形，平均表面高度差别不大。Okumura将起伏高度定义为距离移动台天线前方10公里内地形起伏10%与90%的差。CCIR定义为收信机前方10～50公里处地形高度超过90%与超过10%的差。除此以外的其它地形统称为“不规则地形”，按其状态可分为：丘陵地形、孤立山岳、倾斜地形和水陆混合地形等。在对市区及其附近地区分析传输损耗时，还可以依据地理区域的拥挤程度分类，如分成：开阔区，密集市区，中等市区，郊区等。在分析山区或者城市中摩天大楼密布的密集市区的传输损耗时，通常还要分析绕射损耗。绕射损耗是对障碍物高度和天线高度的一种测量。障碍物高度必须同传播波长比较。同一障碍物高度对长波长产生的绕射损耗小于短波长。预测路径损耗时，把这些障碍物看作尖形障碍，即“刃形”。用物理光学中常用的方法可计算损耗。第一种情况下，高H处的视距路径无障碍物。第二种情况下，障碍物在电波路径中。第一种中我们假设障碍物高度是负数，第二种假设障碍物高度是正数。绕射损耗F可通过绕射常数v求出，v由下式给出。公式STYLEREF1\s0SEQ公式\*ARABIC\s14不同绕射损耗的近似值由下式求出：F=0ν≥1=20lg(0.5+0.62v)0≤ν<1=20lg(0.5e0.45v)-1≤ν≤1公式STYLEREF1\s0SEQ公式\*ARABIC\s15=20lg(0.4−-2.4≤ν<-1=20lg(−0.225/v)v<−2.4ν<-2.4（a）负高度（b）正高度图STYLEREF1\s0SEQ图\*ARABIC\s15经过刀刃的无线传播无线传播模型传播模型是非常重要的。传播模型是移动通信网小区规划的基础。模型的价值就是保证了精度，同时节省了人力、费用和时间。在规划某一区域的蜂窝系统之前，选择信号覆盖区的蜂窝站址使其互不干扰，是一个重要的任务。如果不用预期方法，唯一的方法就是尝试法，通过实际测量进行。这就要进行蜂窝站址覆盖区的测量，在所建议的 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 中，选择最佳者。这种方法费钱、费力。利用高精度的预期方法并通过计算机计算，通过比较和评估计算机输出的所有方案的性能，我们就能够很容易地选出最佳蜂窝站址配置方案。因此，可以说传播模型的准确与否关系到小区规划是否合理，运营商是否以比较经济合理的投资满足了用户的需求。由于我国幅员辽阔，各省、市的无线传播环境千差万别。例如，处于丘陵地区的城市与处于平原地区的城市相比，其传播环境有很大不同，两者的传播模型也会存在较大差异。因此如果仅仅根据经验而无视各地不同地形、地貌、建筑物、植被等参数的影响，必然会导致所建成的网络或者存在覆盖、质量问题，或者所建基站过于密集，造成资源浪费。随着我国移动通信网络的飞速发展，各运营商越来越重视传播模型与本地区环境相匹配的问题。一个优秀的移动无线传播模型要具有能够根据不同的特征地貌轮廓，像平原、丘陵、山谷等，或者是不同的人造环境，例如开阔地、郊区、市区等，做出适当的调整。这些环境因素涉及了传播模型中的很多变量，它们都起着重要的作用。因此，一个良好的移动无线传播模型是很难形成的。为了完善模型，就需要利用统计方法，测量出大量的数据，对模型进行校正。一个好的模型还应该简单易用。模型应该表述清楚，不应该给用户提供任何主观判断和解释，因为主观判断和解释往往在同一区域会得出不同的预期值。一个好的模型应具有好的公认度和可接受性。应用不同的模型时，得到的结构有可能不一致。良好的公认度就显得非常重要了。多数模型是预期无线电波传播路径上的路径损耗的。所以传播环境对无线传播模型的建立起关键作用，确定某一特定地区的传播环境的主要因素有：自然地形（高山、丘陵、平原、水域等）；人工建筑的数量、高度、分布和材料特性；该地区的植被特征；天气状况；自然和人为的电磁噪声状况。另外，无线传播模型还受到系统工作频率和移动台运动状况的影响。在相同地区，工作频率不同，接收信号衰落状况各异；静止的移动台与高速运动的移动台的传播环境也大不相同。一般分为：室外传播模型和室内传播模型。常用的模型如表1所示。表1几种常见传播模型模型名称适用范围Okumura-Hata适用于900MHz宏蜂窝预测Cost231-Hata适用于1800MHz宏蜂窝预测Cost231Walfish-Ikegami适用于900和1800MHz微蜂窝预测Keenan-Motley适用于900和1800MHz室内环境预测表2各种模型计算公式Okumura-Hata模型计算：Okumura-Hata模型计算频率f--(150-1000MHz)900基站高度hb--(30-200m)30移动台高度hm--(1-10m)1距离d--(1-20km)2城区修正值A(hm)=(1.1*log10(f)-0.7)hm-(1.56*log10(f)-0.8)-1.258951554路径损耗Lp=69.55+26.16*log10(f)-13.82*log10(hb)+(44.9-6.55*log10(hb))*log10d-A(hm)138.281858Cost231-Hata模型计算方式：Cost231-Hata模型计算频率f--(1500-2000MHz)2000基站高度hb--(30-200m)30移动台高度hm--(1-10m)1距离d--(1-20km)2城区修正值A(hm)=(1.1*log10(f)-0.7)*hm-(1.56*log10(f)-0.8)-1.418473798路径损耗Lp=46.3+33.9*log10(f)-13.82*log10(hb)+(44.9-6.55*log10(hb))*log10(d)-A(hm)149.8133131大城市Lpb＝Lp+3152.8133131中等城市郊区Lpm＝Lp+0149.8133131农村准开阔地Lrqo=Lp-4.78*(log10(f)).^2+18.33*log10(f)-35.94122.2944935农村开阔地Lro=Lrqo-5117.2944935Cost231Walfish-Ikegami模型计算方式：cost231WalfishIkegami模型(a)直射路径距离（km）d0.1频率（MHz）f900损耗Lb=42.6+26log(d)+20log(f)75.68485019cost231WalfishIkegami模型(b)没有直射路径距离（km）d0.1频率（MHz）f900建筑物高度hroof30基站高度（4－50m）hb40移动台高度(1-3m)hm1路面宽度w5建筑物之间距离b10道路方向与直射波路径夹角α300<α<35Lcri=-10+0.345*α0.3535<α<55Lcri=2.5+0.075*(α-35)2.12555<α<90Lcri=4.0-0.114*(α-55)6.85LcriLcri0.35慢衰落Lrts=-16.9-10*log10(w)+10*log10(f)+20*log10(hroof-hm)+Lcri35.25068501hb>hroofLbsh=-18*log10(1+hb-hroof)-18.74506833hbhroofKa=5454hbhroofKd=1818hb2层）F220楼层衰减值Lf=∑kn*Fn10墙壁衰减值计算　　直达波穿透墙壁数p11墙壁衰减因子（木板墙）W14直达波穿透墙壁数p21墙壁衰减因子（非金属水泥墙）W27直达波穿透墙壁数p31墙壁衰减因子（无窗水泥墙）W310墙壁衰减值Lw=∑pn*Wn21链路衰减Lindoor=L1+20*log10(r)+k*F(k)+p*W(k)93.04242509多普勒效应在移动通信中信号的相位不断变化，产生附加频移，这种频移称为多普勒效应在GSM系统中多普勒效应引起频率变化的关系可以通过下面的公式给出：(1)基站为频率源f，基站接收到的频率fˊ为fˊ=f(1±v/c)公式STYLEREF1\s0SEQ公式\*ARABIC\s16式中：v为MS的移动速度，c为空中信号传播速度（设为3×108m/s）当MS向基站方向移动时取“+”号，远离基站时取“-”号。(2)MS为频率源f，基站接收到的频率fˊ为fˊ=f/(1±u/c)公式STYLEREF1\s0SEQ公式\*ARABIC\s17式中：u为MS的移动速度，c为空中信号传播速度（设为3×108m/s）当MS向基站方向移动时取“-”号，远离基站时取“+”号。下面分几种特殊情况进行讨论：MS向BTS方向移动，速度为v时图STYLEREF1\s0SEQ图\*ARABIC\s16MS向BTS方向移动BTS的信号频率为f1，通过BCH信道上的FCH信道，BTS控制MS将频率同步到BTS，由于多普勒效应MS收到的信号频率为f2，MS以f2向基站发射信号。由于多普勒效应BTS收到的频率为f3，通过上面的公式将有f2=f1(1+v/c)f3=f2/(1-v/c)F3=f1(1+v/c)/(1-v/c)=f1(c+v)/(c-v)相对频率变化为(f3-f1)/f1=2v/(c-v)公式STYLEREF1\s0SEQ公式\*ARABIC\s18MS远离BTS方向移动，速度为v时图STYLEREF1\s0SEQ图\*ARABIC\s17MS远离BTS方向移动BTS的信号频率为f1，通过BCH信道上的FCH信道，BTS控制MS将频率同步到BTS，由于多普勒效应MS收到的信号频率为f2，MS以f2向基站发射信号。由于多普勒效应BTS收到的频率为f3，通过上面的公式将有f2=f1(1-v/c)f3=f2/(1+v/c)f3=f1(1-v/c)/(1+v/c)=f1(c-v)/(c+v)相对频率变化为(f3-f1)/f1=-2v/(c+v)公式STYLEREF1\s0SEQ公式\*ARABIC\s19由于MS的移动速度相对于信号的传播速度c是较小的，所以在这两种情况下相对频率的变化是差不多的，只是方向相反，第一种情况是频率增加，第二种情况是频率减小。MS在两个BTS之间移动，速度为v时图STYLEREF1\s0SEQ图\*ARABIC\s18MS在两个BTS之间移动进行切换时是上面的两种情况的叠加，由于MS通过BAtable来获取对相邻小区BCH信道监测的信息，是控制MS调整其频率＋若干个kHz来对相邻小区的电平进行监测，这可能会出现由于多普勒频率变化，使MS不能正确收到邻近小区的信号。以图2-13为例，MS监测BTS1的电平，MS收到的信号f2ˊ可能会出现在两个MS调整频率中间。使MS无法正确监测到BTS1的信号电平。另一方面，在SACCH中上报的Rxlev信息最少要30s发送一次，这样长的时间信息报告也将引起不能正常监测邻近小区电平，而导致切换不成功。多普勒效应引起的频率变化，在信号上将引起基站接收到信号频率为f1(c+v)/(c+v)，而以f1的采样时钟来接受数据。引起接收数据错误，这也可能是影响切换的一个原因。菲涅尔区从发射机到接收机传播路径上，有直射波和反射波，反射波的电场方向正好与原来相反，相位相差180度；如果天线高度较低且距离较远时，直射波路径与反射波路径差较小，则反射波将会产生破坏作用。另外，直射波与反射波路径差为，带来的相位差为,ht、hr分别表示发射机和接收机离地面的高度，d为发射机到接收机间的水平距离，如图2-14图STYLEREF1\s0SEQ图\*ARABIC\s19菲涅尔区忽略从发射点通过地波传播到达接收机的一部分信号（该信号在超高频和甚高频段可以忽略不计），则总的接收场强和自由空间场强（单位为V/m）的比值的平方为：这个式子表明，设n为自然数，当Δ为（2n－1）π时，可产生6dB的的信号功率增益；而当Δ为2nπ时，两路信号相互抵消。这个角度的变化可能是由于天线高度、传播距离的变化或者两者共同作用所引起的。仿真结果还表明，当d小于时，大于，此时所得增益的大小随移动台向基站靠拢而摆动；当d大于时，小于，当移动台远离基站移动时增益无摆动。实际传播环境中，第一菲涅尔区定义为包含一些反射点的椭圆体，在这些反射点上反射波和直射波的路径差小于半个波长，即小于。如图2-15，在长为d路径上某一点（到发射机距离为dt，到接收机距离为dr）的第一菲涅尔区的半径为：图STYLEREF1\s0SEQ图\*ARABIC\s110菲涅尔区半径举例说明：在典型的城市基站覆盖距离为2km的路径上某点，假设该点距离发射天线100m，对于900MHz频率而言该点第一菲涅尔区半径h=5m。在第一菲涅尔区定义基础上，定义第n菲涅尔区比第n-1菲涅尔区多半个波长的反射点集合，两条反射路径的相位差为180度。第n菲涅尔区半径为：如果直达路径跳过起伏不平的地形及地表的建筑物，则反射波会对直射波产生积极作用；否则就有可能成为具有破坏性的多径干扰，且破坏作用随频率增高而变大。因此应该将基站的天线建得尽可能离地面高。第二讲天线的基础知识表征天线性能的主要参数有方向图、增益、输入阻抗、驻波比和极化方式等。2.1天线的输入阻抗天线的输入阻抗是天线馈电端输入电压与输入电流的比值。天线与馈线的连接，最佳情形是天线输入阻抗是纯电阻且等于馈线的特性阻抗，这时馈线终端没有功率反射，馈线上没有驻波，天线的输入阻抗随频率的变化比较平缓。天线的匹配工作就是消除天线输入阻抗中的电抗分量，使电阻分量尽可能地接近馈线的特性阻抗。匹配的优劣一般用四个参数来衡量即反射系数，行波系数，驻波比和回波损耗，四个参数之间有固定的数值关系，使用那一个纯出于习惯。在我们日常维护中，用的较多的是驻波比和回波损耗。一般移动通信天线的输入阻抗为50Ω。驻波比：它是行波系数的倒数，其值在1到无穷大之间。驻波比为1，表示完全匹配；驻波比为无穷大表示全反射，完全失配。在移动通信系统中，一般要求驻波比小于1.5，但实际应用中VSWR应小于1.2。过大的驻波比会减小基站的覆盖并造成系统内干扰加大，影响基站的服务性能。回波损耗：它是反射系数绝对值的倒数，以分贝值表示。回波损耗的值在0dB的到无穷大之间，回波损耗越大表示匹配越差，回波损耗越大表示匹配越好。0表示全反射，无穷大表示完全匹配。在移动通信系统中，一般要求回波损耗大于14dB。2.2天线的极化方式所谓天线的极化，就是指天线辐射时形成的电场强度方向。当电场强度方向垂直于地面时，此电波就称为垂直极化波；当电场强度方向平行于地面时，此电波就称为水平极化波。由于电波的特性，决定了水平极化传播的信号在贴近地面时会在大地表面产生极化电流，极化电流因受大地阻抗影响产生热能而使电场信号迅速衰减，而垂直极化方式则不易产生极化电流，从而避免了能量的大幅衰减，保证了信号的有效传播。因此，在移动通信系统中，一般均采用垂直极化的传播方式。另外，随着新技术的发展，最近又出现了一种双极化天线。就其设计思路而言，一般分为垂直与水平极化和±45°极化两种方式，性能上一般后者优于前者，因此目前大部分采用的是±45°极化方式。双极化天线组合了+45°和-45°两副极化方向相互正交的天线，并同时工作在收发双工模式下，大大节省了每个小区的天线数量；同时由于±45°为正交极化，有效保证了分集接收的良好效果。（其极化分集增益约为5dB，比单极化天线提高约2dB。）2.3天线的增益天线增益是用来衡量天线朝一个特定方向收发信号的能力，它是选择基站天线最重要的参数之一。一般来说，增益的提高主要依靠减小垂直面向辐射的波瓣宽度，而在水平面上保持全向的辐射性能。天线增益对移动通信系统的运行质量极为重要，因为它决定蜂窝边缘的信号电平。增加增益就可以在一确定方向上增大网络的覆盖范围，或者在确定范围内增大增益余量。任何蜂窝系统都是一个双向过程，增加天线的增益能同时减少双向系统增益预算余量。另外，表征天线增益的参数有dBd和dBi。DBi是相对于点源天线的增益，在各方向的辐射是均匀的；dBd相对于对称阵子天线的增益dBi=dBd+2.15。相同的条件下，增益越高，电波传播的距离越远。一般地，GSM定向基站的天线增益为12~21dBi，全向的为8~11dBi。2.4天线的波瓣宽度波瓣宽度是定向天线常用的一个很重要的参数，它是指天线的辐射图中低于峰值3dB处所成夹角的宽度（天线的辐射图是度量天线各个方向收发信号能力的一个指标，通常以图形方式表示为功率强度与夹角的关系）。天线垂直的波瓣宽度一般与该天线所对应方向上的覆盖半径有关。因此，在一定范围内通过对天线垂直度（俯仰角）的调节，可以达到改善小区覆盖质量的目的，这也是我们在网络优化中经常采用的一种手段。主要涉及两个方面水平波瓣宽度和垂直平面波瓣宽度。水平平面的半功率角（H－PlaneHalfPowerbeamwidth）:(45°,60°,90°等)定义了天线水平平面的波束宽度。角度越大,在扇区交界处的覆盖越好，但当提高天线倾角时，也越容易发生波束畸变,形成越区覆盖。角度越小，在扇区交界处覆盖越差。提高天线倾角可以在移动程度上改善扇区交界处的覆盖，而且相对而言，不容易产生对其他小区的越区覆盖。在市中心基站由于站距小，天线倾角大，应当采用水平平面的半功率角小的天线，郊区选用水平平面的半功率角大的天线；垂直平面的半功率角（V－PlaneHalfPowerbeamwidth）:（48°,33°,15°,8°）定义了天线垂直平面的波束宽度。垂直平面的半功率角越小，偏离主波束方向时信号衰减越快，在越容易通过调整天线倾角准确控制覆盖范围。2.5前后比(Front-BackRatio)表明了天线对后瓣抑制的好坏。选用前后比低的天线，天线的后瓣有可能产生越区覆盖，导致切换关系混乱，产生掉话。一般在25－30dB之间，应优先选用前后比为30的天线。第三讲基站天线的类别3.1电调天线所谓电调天线，即指使用电子调整下倾角度的移动天线。电子下倾的原理是通过改变共线阵天线振子的相位，改变垂直分量和水平分量的幅值大小，改变合成分量场强强度，从而使天线的垂直方向性图下倾。由于天线各方向的场强强度同时增大和减小，保证在改变倾角后天线方向图变化不大，使主瓣方向覆盖距离缩短，同时又使整个方向性图在服务小区扇区内减小覆盖面积但又不产生干扰。实践证明，电调天线下倾角度在1°-5°变化时，其天线方向图与机械天线的大致相同；当下倾角度在5°-10°变化时，其天线方向图较机械天线的稍有改善；当下倾角度在10°-15°变化时，其天线方向图较机械天线的变化较大；当机械天线下倾15°后，其天线方向图较机械天线的明显不同，这时天线方向图形状改变不大，主瓣方向覆盖距离明显缩短，整个天线方向图都在本基站扇区内，增加下倾角度，可以使扇区覆盖面积缩小，但不产生干扰，这样的方向图是我们需要的，因此采用电调天线能够降低呼损，减小干扰。另外，电调天线允许系统在不停机的情况下对垂直方向性图下倾角进行调整，实时监测调整的效果，调整倾角的步进精度也较高（为0.1°），因此可以对网络实现精细调整；电调天线的三阶互调指标为-150dBc，较机械天线相差30dBc，有利于消除邻频干扰和杂散干扰。3.2双极化天线双极化天线是一种新型天线技术，组合了+45°和-45°两副极化方向相互正交的天线并同时工作在收发双工模式下，因此其最突出的优点是节省单个定向基站的天线数量；一般GSM数字移动通信网的定向基站（三扇区）要使用9根天线，每个扇形使用3根天线（空间分集，一发两收），如果使用双极化天线，每个扇形只需要1根天线；同时由于在双极化天线中，±45°的极化正交性可以保证+45°和-45°两副天线之间的隔离度满足互调对天线间隔离度的要求（≥30dB），因此双极化天线之间的空间间隔仅需20-30cm；另外，双极化天线具有电调天线的优点，在移动通信网中使用双极化天线同电调天线一样，可以降低呼损，减小干扰，提高全网的服务质量。如果使用双极化天线，由于双极化天线对架设安装要求不高，不需要征地建塔，只需要架一根直径20cm的铁柱，将双极化天线按相应覆盖方向固定在铁柱上即可，从而节省基建投资，同时使基站布局更加合理，基站站址的选定更加容易。对于天线的选择，我们应根据自己移动网的覆盖，话务量，干扰和网络服务质量等实际情况，选择适合本地区移动网络需要的移动天线：---在基站密集的高话务地区，应该尽量采用双极化天线和电调天线；---在边、郊等话务量不高，基站不密集地区和只要求覆盖的地区，可以使用传统的机械天线。我国目前的移动通信网在高话务密度区的呼损较高，干扰较大，其中一个重要原因是机械天线下倾角度过大，天线下倾角度过大，天线方向图严重变形。要解决高话务区的容量不足，必须缩短站距，加大天线下倾角度，但是使用机械天线，下倾角度大于5°时，天线方向图就开始变形，超过10°时，天线方向图严重变形，因此采用机械天线，很难解决用户高密度区呼损高、干扰大的问题。因此建议在高话务密度区采用电调天线或双极化天线替换机械天线，替换下来的机械天线可以安装在农村，郊区等话务密度低的地区。第四讲基站天线的原理4.1对称振子对称振子是一种经典的、迄今为止使用最广泛的天线，单个半波对称振子可简单地单独立地使用或用作为抛物面天线的馈源，也可采用多个半波对称振子组成天线阵。两臂长度相等的振子叫做对称振子。每臂长度为四分之一波长、全长为二分之一波长的振子，称半波对称振子,见图1.2a。另外，还有一种异型半波对称振子，可看成是将全波对称振子折合成一个窄长的矩形框，并把全波对称振子的两个端点相叠，这个窄长的矩形框称为折合振子，注意，折合振子的长度也是为二分之一波长，故称为半波折合振子,见图1.2b。4.2天线方向性的讨论4.2.1天线方向性发射天线的基本功能之一是把从馈线取得的能量向周围空间辐射出去，基本功能之二是把大部分能量朝所需的方向辐射。垂直放置的半波对称振子具有平放的“面包圈”形的立体方向图（图1.3.1a）。立体方向图虽然立体感强，但绘制困难，图1.3.1b与图1.3.1c给出了它的两个主平面方向图，平面方向图描述天线在某指定平面上的方向性。从图1.3.1b可以看出，在振子的轴线方向上辐射为零，最大辐射方向在水平面上；而从图1.3.1c可以看出，在水平面上各个方向上的辐射一样大。4.2.2天线方向性增强若干个对称振子组阵，能够控制辐射，产生“扁平的面包圈”，把信号进一步集中到在水平面方向上。下图是4个半波对称振子沿垂线上下排列成一个垂直四元阵时的立体方向图和垂直面方向图。也可以利用反射板可把辐射能控制到单侧方向平面反射板放在阵列的一边构成扇形区覆盖天线。下面的水平面方向图说明了反射面的作用--反射面把功率反射到单侧方向，提高了增益。天线的基本知识全向阵（垂直阵列不带平面反射板）。抛物反射面的使用，更能使天线的辐射，像光学中的探照灯那样，把能量集中到一个小立体角内，从而获得很高的增益。不言而喻，抛物面天线的构成包括两个基本要素：抛物反射面和放置在抛物面焦点上的辐射源。4.2.3增益增益是指：在输入功率相等的条件下，实际天线与理想的辐射单元在空间同一点处所产生的信号的功率密度之比。它定量地描述一个天线把输入功率集中辐射的程度。增益显然与天线方向图有密切的关系，方向图主瓣越窄，副瓣越小，增益越高。可以这样来理解增益的物理含义------为在一定的距离上的某点处产生一定大小的信号。如果用理想的无方向性点源作为发射天线，需要100W的输入功率，而用增益为G=13dB=20的某定向天线作为发射天线时，输入功率只需100/20=5W.换言之，某天线的增益，就其最大辐射方向上的辐射效果来说，与无方向性的理想点源相比，把输入功率放大的倍数。半波对称振子的增益为G=2.15dBi;4个半波对称振子沿垂线上下排列，构成一个垂直四元阵，其增益约为G=8.15dBi(dBi这个单位表示比较对象是各向均匀辐射的理想点源)。如果以半波对称振子作比较对象，则增益的单位是dBd.半波对称振子的增益为G=0dBd（因为是自己跟自己比，比值为1，取对数得零值。）；垂直四元阵，其增益约为G=8.15–2.15=6dB。.4.2.4波瓣宽度方向图通常都有两个或多个瓣，其中辐射强度最大的瓣称为主瓣，其余的瓣称为副瓣或旁瓣。参见图1.3.4a,在主瓣最大辐射方向两侧，辐射强度降低3dB（功率密度降低一半）的两点间的夹角定义为波瓣宽度（又称波束宽度或主瓣宽度或半功率角）。波瓣宽度越窄，方向性越好，作用距离越远，抗干扰能力越强。还有一种波瓣宽度，即10dB波瓣宽度，顾名思义它是方向图中辐射强度降低10dB（功率密度降至十分之一）的两个点间的夹角，见图1.3.4b.4.2.5前后比方向图中，前后瓣最大值之比称为前后比，记为F/B。前后比越大，天线的后向辐射（或接收）越小。前后比F/B的计算十分简单---F/B=10Lg{（前向功率密度）/（后向功率密度）}对天线的前后比F/B有要求时，其典型值为（18---30）dB，特殊情况下则要求达（35---40）dB。4.2.6天线增益的若干近似计算式1）天线主瓣宽度越窄，增益越高。对于一般天线，可用下式估算其增益：G（dBi）=10Lg{32000/（2θ3dB,E×2θ3dB,H）}式中，2θ3dB,E与2θ3dB,H分别为天线在两个主平面上的波瓣宽度；32000是统计出来的经验数据。2）对于抛物面天线，可用下式近似计算其增益：G（dBi）=10Lg{4.5×（D/λ0）2}式中，D为抛物面直径；λ0为中心工作波长；4.5是统计出来的经验数据。3）对于直立全向天线，有近似计算式G（dBi）=10Lg{2L/λ0}式中，L为天线长度；λ0为中心工作波长；4.2.7上旁瓣抑制对于基站天线，人们常常要求它的垂直面（即俯仰面）方向图中，主瓣上方第一旁瓣尽可能弱一些。这就是所谓的上旁瓣抑制。基站的服务对象是地面上的移动电话用户，指向天空的辐射是毫无意义的。4.2.8天线的下倾为使主波瓣指向地面，安置时需要将天线适度下倾。4.3天线的极化天线向周围空间辐射电磁波。电磁波由电场和磁场构成。人们规定：电场的方向就是天线极化方向。一般使用的天线为单极化的。下图示出了两种基本的单极化的情况：垂直极化---是最常用的；水平极化---也是要被用到的。4.3.1双极化天线下图示出了另两种单极化的情况：+45°极化与-45°极化，它们仅仅在特殊场合下使用。这样，共有四种单极化了，见下图。把垂直极化和水平极化两种极化的天线组合在一起，或者，把+45°极化和-45°极化两种极化的天线组合在一起，就构成了一种新的天线---双极化天线。下图示出了两个单极化天线安装在一起组成一付双极化天线，注意，双极化天线有两个接头.双极化天线辐射（或接收）两个极化在空间相互正交（垂直）的波。4.3.2极化损失垂直极化波要用具有垂直极化特性的天线来接收，水平极化波要用具有水平极化特性的天线来接收。右旋圆极化波要用具有右旋圆极化特性的天线来接收，而左旋圆极化波要用具有左旋圆极化特性的天线来接收。当来波的极化方向与接收天线的极化方向不一致时，接收到的信号都会变小，也就是说，发生极化损失。例如：当用+45°极化天线接收垂直极化或水平极化波时，或者，当用垂直极化天线接收+45°极化或-45°极化波时，等等情况下，都要产生极化损失。用圆极化天线接收任一线极化波，或者，用线极化天线接收任一圆极化波，等等情况下，也必然发生极化损失------只能接收到来波的一半能量。当接收天线的极化方向与来波的极化方向完全正交时，例如用水平极化的接收天线接收垂直极化的来波，或用右旋圆极化的接收天线接收左旋圆极化的来波时，天线就完全接收不到来波的能量，这种情况下极化损失为最大，称极化完全隔离。4.3.3极化隔离理想的极化完全隔离是没有的。馈送到一种极化的天线中去的信号多少总会有那么一点点在另外一种极化的天线中出现。例如下图所示的双极化天线中，设输入垂直极化天线的功率为10W，结果在水平极化天线的输出端测得的输出功率为10mW。4.4天线的输入阻抗定义：天线输入端信号电压与信号电流之比，称为天线的输入阻抗。输入阻抗具有电阻分量Rin和电抗分量Xin，即Zin=Rin+jXin。电抗分量的存在会减少天线从馈线对信号功率的提取，因此，必须使电抗分量尽可能为零，也就是应尽可能使天线的输入阻抗为纯电阻。事实上，即使是设计、调试得很好的天线，其输入阻抗中总还含有一个小的电抗分量值。输入阻抗与天线的结构、尺寸以及工作波长有关，半波对称振子是最重要的基本天线，其输入阻抗为Zin=73.1＋ｊ42.5(欧)。当把其长度缩短（３～５）％时，就可以消除其中的电抗分量，使天线的输入阻抗为纯电阻，此时的输入阻抗为Zin=73.1(欧),（标称75欧）。注意，严格的说，纯电阻性的天线输入阻抗只是对点频而言的。顺便指出，半波折合振子的输入阻抗为半波对称振子的四倍，即Zin=280(欧),（标称300欧）。有趣的是，对于任一天线，人们总可通过天线阻抗调试，在要求的工作频率范围内，使输入阻抗的虚部很小且实部相当接近50欧，从而使得天线的输入阻