移动通信原理与应用实验指导书

移动通信原理与应用实验指导书 《移动通信原理与应用》实验指导书 目录 实验一 基带信号预成形技术实验 ........................................................................................... 2 实验二 MSK调制及相干解调实验 .......................................................................................... 7 实验三—1 直接序列扩频实验 ............................................................................................... 18 实验三—2 解扩实验 ............................................................................................................... 26 实验四 多径衰落信道模拟实验 ............................................................................................. 35 实验一 基带信号预成形技术实验 一、实验目的 1、了解正交调制中基带信号的产生原理及方法 2、了解基带滤波器的作用 3、了解工程中常用的设计原理及方法 二、实验内容 1、了解基带信号预成形的原理及方法。 2、观察MSK及GMSK基带信号。 三、基本原理 随着通信业务量的增加，频谱资源日趋紧张，为了提高系统的容量，信道间隔已由最初的100kHz减少到25kHz，并将进一步减少到12.5kHz，甚至更小。同时，由于数字通信具有建网灵活，容易采用数字差错控制技术和数字加密，便于集成化，并能够进入ISDN网，所以目前通信系统都在由模拟制式向数字制式过渡。因此系统中必须采用数字调制技术。 数字信号调制的基本类型分为振幅键控(ASK)、频移键控(FSK)和相移键控(PSK)。然而一般的数字调制技术因传输效率低而无法满足移动通信的要求，为此，需要专门研究一些抗干扰性强、误码性能好、频谱利用率高的调制技术，尽可能地提高单位频谱内传输数据的比特率，以适用于移动通信的窄带数据传输的要求。如最小频移键控(MSK,Minimum Shift Keying)，高斯滤波最小频移键控(GMSK,Gaussian Filtered Minimum Shift Keying)，四相相移键控(QPSK,Quadrature Reference Phase Shift Keying)，交错正交四相相移键控(OQPSK,Offset Quadrature Reference Phase Shift Keying)，四相相对相移键控(DQPSK,Differential Quadrature Reference Phase Shift Keying)和π/4正交相移键控(π/4-DQPSK,Differential Quadrature Reference Phase Shift Keying)已在数字蜂窝移动通信系统中得到广泛 应用。 数字调制技术又可分为两类:一类是线性调制技术，主要包括PSK、QPSK、DQPSK、OQPSK、π/4,DQPSK和多电平PSK等。这一类调制技术要求通信设备从频率变换到放大和发射过程中保持充分的线性，因此在制造移动设备中会增加难度和成本，但可以获得较高 的频谱利用率。另一类是恒包络调制技术，主要包括MSK、GMSK、GFSK、TFM等。这类调制技术的优点是已调信号具有相对窄的功率谱和对放大设备没有线性要求，不足之处是其频谱利用率通常低于线性调制技术。由于这两类调制技术各有优势，因此被不同的移动通信系统所采用。如GSM系统中采用的就是GMSK调制，而IS-95CDMA系统采用的是QPSK和OQPSK调制。 为了使用户能够对各种移动通信中常用的数字调制技术的特点、区别和实现方式有清楚和全面地认识，本实验系统提供了MSK(最小移频键控)、GMSK(高斯最小移频键控)、QPSK(四相绝对移相键控)、OQPSK(交错正交四相相移键控)、PSK(二进制移相键控)。 大家都知道，一个理想的恒包络信道的频谱几乎是无限宽的，这样的信道对频谱资源来说完全是无法忍受的，为了克服恒包络调制中的频谱利用率低的问题，我们通常会对信号进行频谱限制，即通过滤波的方法对每一个信道进行滤波，以降低其信道带宽，但这样做的一个缺点就是带来了信号的失真，为避免频谱限制所引起的失真，我们在调制之前必须对基带信号进行处理，降低基带信号的占用带宽，这一处理即为基带成形。 基带成形原理 MSK基带波形只有两种波形组成，如图3-1所示: 图3-1 MSK基带信号波形 在MSK调制方式中，成形信号取出原理为:由于成形信号只有两种波形选择，因此当前数据取出的成形信号只与它的前一位数据有关。如果当前数据与前一数据相同，数据第一次保持时，输出的成形信号不变(如果前一数据对应波形1，那么当前数据仍对应波形1);从第二次保持开始，输出的成形信号与前一信号相反(如果前一数据对应波形1，那么当前数据对应波形2)。如果当前数据与前一位数据相反，数据第一次跳变时，输出的成形信号与前一信号相反(如果前一数据对应波形1，那么当前数据对应波形2)，从数据第二次跳变开始，输出的成形信号不变(如果前一数据对应波形1，那么当前数据仍对应波形1)。MSK的基带成形信号波形如图3-2所示 二进制信息00011101101100 I路数据 Q路数据 I路成形信号 Q路成形信号 图3-2 MSK的基带信号波形 GMSK调制方式，是在MSK调制器之前加入一个基带信号预处理滤波器，即高斯低通滤波器，由于这种滤波器能将基带信号变换成高斯脉冲信号，其包络无陡峭边沿和拐点，从而达到改善MSK信号频谱特性的目的。 四、实验原理 1、实验模块简介 本实验只需用到基带成形模块。 (1)基带成形模块: 本模块主要功能:产生PN31伪随机序列作为信源;将基带信号进行串并转换;按调制要求进行基带成形，形成两路正交基带信号。 2、实验框图及电路说明 I-OUT 路成形 Q-OUT Q路成形 图3-3 基带成形实验框图 基带成形实验框图如图3-3所示。基带成形模块产生的PN码(由PN31端输出)输入到差分编码电路(由NRZ IN端输入)中进行差分编码(观测点为NRZ OUT)，然后再进行串并转换，串并转换后I路直接输出，Q路经半个码元延迟后输出，得到Ik、Qk两路数据。波形选择地址生成器是根据接收到的数据(Ik或Qk)输出波形选择的地址。EEPROM(各种波形数据存储在其中)根据CPLD输出的地址来输出相应的数据，然后通过D,A转换器得到我们需要的基带波形，最后通过乘法器调制，运放求和就得到了我们需要的MSK/GMSK调制信号。 五、实验步骤 1、 在实验箱上正确安装基带成形模块(以下简称基带模块)。 2、 关闭实验箱总电源，按如下要求连接好连线: * 检查连线是否正确，检查无误后打开实验箱总电源。 3、 观测MSK的基带信号 a、按基带模块上“选择”键，选择MSK模式(MSK指示灯亮)。 b、用示波器对比观察基带模块上“NRZ IN”及“NRZ OUT”测试点，观察差分编码情况。 c、用示波器观察基带模块上“I-OUT”及“Q-OUT”测试点，并分别与“NRZ OUT”测试点的信号进行对比，观察串并转换情况。 4、 观测GMSK的基带信号 a、按基带模块上“选择”键，选择GMSK模式(GMSK指示灯亮)。 b、用示波器对比观察基带模块上“NRZ IN”及“NRZ OUT”测试点，观察差分编码情况。 c、用示波器观察基带模块上“I-OUT”及“Q-OUT”测试点，并分别与“NRZ OUT”测试点的信号进行对比，观察串并转换情况。 六、思考题 MSK及GMSK基带信号有说明区别,简述基带信号成形原理 实验二 MSK调制及相干解调实验 一、实验目的 1、了解MSK调制原理及特性 2、了解MSK解调原理及特性 3、了解载波在相干及非相干时的解调特性 二、实验 SMSK(t) cos ct,akt, k 2Ts (k,1)Ts t kTs (4-1) 或者 SMSK,t, cos ct, ,t, (4-2) 这里 ,t, 2Ts akt, k,(k,1)Ts t kTs (4-3) c——载波角频率; Ts——码元宽度; ak——第k个码元中的信息，其取值为?1; k——第k个码元的相位常数，它在时间(k,1)Ts t kTs中保持不变 由式(4-1)可见，当ak,，1时，信号的频率为 当ak,，1时，信号的频率为 由此可得频率间隔为 f f2,f1 h fTs 1 2Ts f2 12 ,c 2Ts (4-4) f1 12 , c2T s (4-5) (4-6) 11 Ts 0.5 2Ts2 如图4-1(a)所示，由图4-1(b)中的波形可以看出，“，”信号与“,”信号在一个码元期 间恰好相差二分之一周，即相差π。下面我们就来说明MSK信号的频率间隔是如何确定的。 对于一般移频键控(2FSK)，两个信号波形具有以下的相关系数 sin2 ,f2,f1,Tssin4 fcTs , 2 ,f2,f1,Ts4 fcTs (4-7) 式中，fc ,f1,f2,/2是载波频率。 MSK是一种正交调制，其信号的波形的相关系数等于零。因此，对MSK信号来说，式(4-7) 应为零，也就是上式右边两项均应为零。第一项等于零的条件是2 ,f2,f1,Ts k (k,1，2， 3„)，令k等于其最小值1，则 f2,f1 1 2Ts (a) (b) 图4-1 MSK信号的频率间隔与波形 这正是MSK信号所要求的频率间隔。第二项等于零的条件是4 fcTs n (n=1，2，3„)，即 1 1Ts n 4 fc(4-8) 这说明，MSK信号在每一个码元周期 , a a k,1kk,1 k,1 ,k,1, , ak ak,1(4-11) 上式表明，MSK信号在第k个码元的相位常数不仅与当前的ak有关，而且与前面ak,1的及相位常数 k,1有关。或者说，前后码元之间存在着相关性。对于相干解调来说， k的起始参考值可以假定为零，因此，从式(4-11)可以得到 k 0或 ,模2 , (4-12) 式(4-3)中的 ,t,称为附加相位函数，它是MSK信号的总相位减去随时间线性增长的载波相位而得到的剩余相位。式(4-3)是一直线方程式，其斜率为由于ak的取值为 1，故 ak 2Ts ，截距是 k。另外， ak2Ts 。在任一个码元t是分段线性的相位函数(以码元宽度Ts为段) 。ak ,1时，增大，ak ,1时，减小。 222 期间附加相位函数 ,t,及附加相位路径网格 (a)附加相位函数;(b)附加相位路径网格 表4-1 相位常数 k与ak的关系 (1) 已调信号的振幅是恒定的; (2) 信号的频率偏移严格地等于 11 ，相应的调制指数h ,f2,f1,Ts ; 4Ts2 (3) 以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内准确的线性化变化 ; 2 (4) 在一个码元期间MSK调制原理框图 输入数据NRZ，经过差分编码后，然后通过CPLD电路进行串/并转换，串并转换后I路直接输出，Q路经半个码元延迟后输出，得到Ik、Qk两路数据。波形选择地址生成器是根 据接受到的数据(Ik或Qk)输出波形选择的地址。EEPROM(各种波形数据存储在其中)根据CPLD输出的地址来输出相应的数据，然后通过D,A转换器得到我们需要的基带波形， 最后通过乘法器调制，运放求和就得到了我们需要的MSK调制信号。 MSK基带波形只有两种波形组成，见图4-4所示: 图4-4 MSK成形信号 在MSK调制中，成型信号取出原理为:由于成形信号只有两种波形选择，因此当前数据取出的成形信号只与它的前一位数据有关。如果当前数据与前一数据相同，数据第一次保持时，输出的成形信号不变(如果前一数据对应波形1，那么当前数据仍对应波形1);从第二次保持开始，输出的成形信号与前一信号相反(如果前一数据对应波形1，那么当前数据对应波形2)。如果当前数据与前一位数据相反，数据第一次跳变时，输出的成形信号与前一信号相反(如果前一数据对应波形1，那么当前数据对应波形2)，从数据第二次跳变开始，输出的成形信号不变(如果前一数据对应波形1，那么当前数据仍对应波形1)。MSK的基带成形信号波形如图4-5所示 二进制信息00011101101100I路数据 Q路数据 I路成形信号 Q路成形信号 图4-5 MSK的基带信号波形 2、MSK解调原理 MSK信号的解调与FSK信号相似，可以采用相干解调，也可以采用非相干解调方式。本实验模块中采用一种相干解调的方式。 已知:S,t, Ikcos t cos ct,Qksin t sin ct 2T2T s s 把该信号进行正交解调可得到: Ik路: t cos ct,Qksin t cos ct Ikcos 2T2T s s 1 Ikcos 2 2Ts 1 t ,Ikcos 2 c, 2Ts 4 1 t,Icos2 , c k 2Ts 4 t t 1 ,Qkcos 2 c,42Ts 1 t,Qcos 2 c, k 2Ts 4 Qk路: Icos k 2Ts t cos ct,Qksin 2Ts t sin ct 11 1 Qksin t ,Iksin 2 c, t ,Iksin 2 c, t 22T42T42T s s s 1 ,Qksin 2 c,42Ts 1 t,Qsin 2 c, k 2Ts 4 t 我们需要的是 1 Ikcos 2 2Ts 1 t 、Qksin 2 2Ts t 两路信号，所以必须将其它频率成份 1 1 t 、Qksin t 2 c, 、 2 c, 通过低通滤波器滤除掉，然后对Ikcos 22T2T2T22Ts s s s 采样即可还原成Ik、Qk两路信号。 根据上面描述可构成一种MSK解调器，其方框图如图4-6所示: 图4-6 MSK解调原理框图 将得到的MSK调制信号正交解调，通过低通滤波器得到基带成形信号，并对由此得到的基带信号的波形进行电平比较得到数据，再将此数据经过CPLD的数字处理，就可解调 得到NRZ码。 在实际系统中，相干载波是通过载波同步获取的，相干载波的频率和相位只有和调制端载波相同时，才能完成相干解调。由于载波同步不是本实验的内容，因此在本模块中的相干载波是直接从调制端引入，因此解调器中的载波与调制器中的载波同频同相。 四、实验原理 1、实验模块简介 本实验需用到基带成形模块、IQ调制解调模块、码元再生模块及PSK载波恢复模块。 (1)基带成形模块: 本模块主要功能:产生PN31伪随机序列作为信源;将基带信号进行串并转换;按调制要求进行基带成形，形成两路正交基带信号。 (2)IQ调制解调模块: 本模块主要功能:产生调制及解调用的正交载波;完成射频正交调制及小功率线性放大;完成射频信号正交解调。 (3)码元再生模块: 本模块主要功能:从解调出的IQ基带信号中恢复位同步，并进行抽样判决，然后并串转换后输出。 (4)PSK载波恢复模块: 本模块主要功能:与IQ调制解调模块上的解调电路连接起来组成一个完整的科斯塔斯环恢复PSK已调信号的载波，同时可用作一个独立的载波源。本实验只使用其载波源。 2、实验框图及电路说明 a、MSK调制实验 图4-7 MSK调制实验框图 MSK调制实验框图如图4-7所示，基带成形模块产生的PN码(由PN31端输出)输入到 串并转换电路中(由NRZ IN端输入)进行差分编码，然后进行串并转换，串并转换后I路直接输出，Q路经半个码元延迟后输出，输出的IQ两路数字基带信号，经波形预取电路判断，取出相应的模拟基带波形数据，经D/A转换后输出。IQ两路模拟基带信号送入IQ调制解调模块中的IQ调制电路分别进行DSB调制，然后相加形成MSK调制信号，经放大后输出。MSK已调信号载波为10.7MHz，是由21.4MHz本振源经正交分频产生。 b、MSK解调实验 图4-8 MSK解调实验框图 MSK解调实验框图如图4-8所示。MSK已调信号送入IQ调制解调模块中的IQ解调电路分别进行DSB相干解调，相干载波由调制端的本振源经正交分频产生。解调输出的IQ两路模拟基带信号送入码元再生模块进行整形及抽样判决，转换为数字信元后再进行并串转换，经差分译码后输出。抽样判决前IQ信号需经整形变为二值信号，并且需恢复位同步信号。位同步信号恢复由码元再生模块中的数字锁相环完成。IQ两路抽样判决的位同步信号相差半个码元。 IQ解调电路的载波也可由PSK载波恢复模块上的本振源提供，此时解调变为非相干解调，从解调输出的模拟基带信号可以看出信号失真很大，无法进行码元再生。 五、实验步骤 1、 在实验箱上正确安装基带成形模块(以下简称基带模块)、IQ调制解调模块(以下简 称IQ模块)、码元再生模块(以下简称再生模块)和PSK载波恢复模块。 2、 MSK调制实验。 a、关闭实验箱总电源，用台阶插座线完成如下连接: * 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。 b、按基带成形模块上“选择”键，选择MSK模式(MSK指示灯亮)。 c、用示波器对比观察“NRZ IN”和“NRZ OUT”信号，写出差分编码规则。 d、用示波器观察基带模块上“NRZ-I”及“NRZ-Q”测试点，并分别与“NRZ OUT”测试点的信号进行对比，观察串并转换情况。 e、用示波器观测基带模块上“I-OUT”和“Q-OUT”点信号，并分别与“NRZ-I”、“NRZ-Q”对比，说明MSK信号的成形规则。 f、用频谱分析仪观测调制后MSK信号频谱(可用数字示波器上FFT功能替代观测)， 观测点为IQ模块调制单元的“输出”端(TP4) 3、 MSK相干解调实验。 a、关闭实验箱总电源，保持步骤2中的连线不变，用同轴视频线完成如下连接: * 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。 b、示波器探头分别接IQ解调单元上的“I-OUT”及“Q-OUT”端，观察解调后的波形。 c、 对比解调前后I路信号 示波器探头分别接IQ模块的“I-OUT”端及“I-IN”端，注意观察两者是否一致。(若一致表示解调正确，若不一致则可能是载波相位不对，可按IQ模块复位键S1复位或重新开关该模块电源复位。) d、对比观测解调前后Q路信号 示波器探头分别接IQ模块的“Q-OUT”端及“Q-IN”端，注意观察两者是否一致。(若一致表示解调正确，若不一致则可能是载波相位不对，可将按IQ模块复位键S1复位或重新开关该模块电源复位。) 4、 MSK再生信号观察 a、关闭实验箱总电源，保持步骤2、3中的连线不变，用台阶插座线完成如下连接: * 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。 b、按再生模块上“选择”键，选择MSK模式(MSK指示灯亮)。 c、对比观测原始NRZ信号与再生后的NRZ信号 示波器探头分别接再生模块上“NRZ”端和基带模块上“NRZ IN”端，观察两路码元是否一致。若一致表示解调正确，若不一致可回到步骤2重新实验。 5、 观测载波非相干时信号波形 断开IQ模块上载波“输出”端与该模块上载波“输入”视频线，将IQ模块上载波“输入”端与PSK载波恢复模块上“VCO-OUT”端连接起来，此时载波不同步。从步骤2开始再次观察各信号。 六、思考题 MSK及OQPSK基带信号有什么区别,这些区别产生了什么结果, 实验三—1 直接序列扩频实验 一、实验目的 1、通过本实验掌握基带信号m序列扩频原理及方法，掌握扩频前后信号在时域及频域上的变化。 2、通过本实验掌握基带信号Gold序列扩频原理及方法，掌握扩频前后信号在时域及频域上的变化。 二、实验内容 1、观察扩频前后信息码的时域变化。 2、观察扩频前后信息码的频域变化。 3、观察已调信号在扩频前后的频域变化。 三、基本原理 扩展频谱通信系统是指将待传输信息的频谱用某个特定的扩频函数扩展成为宽频带信号后送入信道中传输，在接收端利用相应手段将信号解压缩，从而获取传输信息的通信系统。也就是说在传输同样信息时所需的射频带宽，远比我们已熟知的各种调制方式要求的带宽要宽得多。扩频带宽至少是信息带宽的几十倍甚至几万倍。信息不再是决定调制信号带宽的一个重要因素，其调制信号的带宽主要由扩频函数来决定。 这一定义包括以下三方面的意思: (1)信号频谱被展宽了。在常规通信中，为了提高频率利用率，通常都是采用大体相当带宽的信号来传输信息，即在无线电通信中射频信号的带宽和所传信息的带宽是属于同一个数量级的，但扩频通信的信号带宽与信息带宽之比则高达100,1000，属于宽带通信，原因是为了提高通信的抗干扰能力，这是扩频通信的基本思想和理论依据。扩频通信系统扩展的频谱越宽，处理增益越高，抗干扰能力就越强。 (2)采用扩频码序列调制的方式来展宽信号频谱。由信号理论知道，脉冲信号宽度越窄，其频谱就越宽，信号的频带宽度和脉冲宽度近似成反比，因此，所传信息被越窄的脉冲序列调制，则可产生很宽频带的信号。扩频码序列就是很窄的脉冲序列。 (3)在接收端用与发送端完全相同的扩频码序列来进行解扩。 扩频技术的理论依据定性的讨论有以下几点: 首先，扩频技术的理论基础可用香农信道容量公式来描述: C Wlog2(1,S/N) 式中:C为信道容量; W为系统传输带宽; S/N为传输系统的信噪比。 该公式表明，在高斯信道中当传输系统的信噪比S/N下降时，可用增加系统传输带宽W的办法来保持信道容量C不变。对于任意给定的信噪比可以用增大传输带宽来获得较低的信息差错率。扩频技术正是利用这一原理，用高速率的扩频码来达到扩展待传输的数字信息带宽的目的。故在相同的信噪比条件下，具有较强的抗噪声干扰的能力。 香农指出:在高斯噪声干扰下，在限平均功率的信道上，实现有效和可靠通信的最佳信号是具有白噪声统计特性的信号。目前人们找到的一些伪随机序列的统计特性逼近于高斯白噪声的统计特性。使用于扩频系统中，可以使得所传输信号的统计特性逼近于高斯信道要求的最佳信号形式。 早在50年代，哈尔凯维奇就从理论上证明:要克服多径衰落干扰的影响，信道中传输的最佳信号形式也应该是具有白噪声统计特性的信号形式。由于扩频函数逼近白噪声的统计特性，因此扩频通信又具有抗多径干扰的能力。 常用的扩展频谱方式可分为: a、直接序列扩频CDMA(DS-CDMA):用待传信息信号与高速率的伪随机码序列相乘后，去控制射频信号的某个参量而扩展频谱。 b、跳频扩频CDMA(FH-CDMA):数字信息与二进制伪随机码序列模二相加后，去离散地控制射频载波振荡器的输出频率，使发射信号的频率随伪随机码的变化而跳变。 c、跳时扩频CDMA(TH-CDMA):跳时是用伪随机码序列来启闭信号的发射时刻和持续时间。发射信号的“有”、“无”同伪随机序列一样是伪随机的。 d、混合式:由以上三种基本扩频方式中的两种或多种结合起来，便构成了一些混合扩频体制，如FH/DS，DS/TH，FH/TH等。 1、m序列扩频实验 在本实验中我们采用的是直接序列扩频，及用m序列。我们以一个最简单的7位伪随机 的m序列为例加以说明。 按照伪随机m序列的定义有:m,23,1=7，即它可以由最简单的3节移位寄存器产生。其生成多项式为f,x, 1,x2。7位m序列产生器如图12-1所示，其周期m=7。 1 xx2… 图12-1 7位m序列产生器 ,1，若为 0将图中0、1序列转换成实值序列:Z(i) ，即有下列对应关系 ,1，若为 1 1 10 10 01 -1-1 1-1 11-1 若在理想情况下，不考虑多径传输的影响，则7位码每移一位可供一个用户做地址码，这样可提供7个用户，分别为:C0=(,1 ,1 1 ,1 1 1 ,1)，C1=(,1 ,1 ,1 1 ,1 1 1)，C2=(1 ,1 ,1 ,1 1 ,1 1)，C3=(1 1 ,1 ,1 ,1 1 ,1)，C4=(,1 1 1 ,1 ,1 ,1 1)， C5=(1 ,1 1 1 ,1 ,1 ,1)，C6=(,1 1 ,1 1 1 ,1 ,1)，C7=(,1 ,1 1 ,1 1 1 , 1)= C0。 若用上述7位码进行扩频，其扩频前后的波形图如图12-2所示。m=23,1=7序列的自相关函数波形如图12-3所示 扩频前信息序列: 1 扩频后扩频码序列: -1-11-111-111-11-1-11 图12-2 7位码扩频前后的波形图 0 图12-3 m=23,1=7序列的自相关函数图形 扩频后性能分析 有效性性能:扩频后频带扩展7倍，直接有效性下降7倍，但是若不考虑实际多径影响，7位扩频码每错开一位可供一个新用户，共可供7个用户，这正好抵消了扩展频带的7倍下降位。但实际上必须要考虑多径影响，这时有效性能会下降 可靠性性能:根据伪码自相关特性，当码位对齐时可以将7位伪码信号能量累加起来增加 7倍，码位不对齐时均下降至, 1。若采用自相关接收，其接收门限可定在3.5V上(假设信号电平均归一化为1V)，然而若不扩频，接收信号的门限值只能定在0.5V上，两者相比，扩频后抗干扰能力增加3.5 7倍。实际在扩频系统中，抗干扰的改善是与扩频成正比的。 0.5 图12-4和12-5分别是扩频前后PSK信号的频谱。 图12-4 扩频前PSK信号的频谱 图12-5 扩频后PSK信号的频谱 通过对比可以发现PSK信号的频谱大大展宽了。 图12-6为直接序列扩频的示意图: 图12-6 直接序列扩频 直接序列扩频通信的过程是将待传送的信息码元与伪随机序列相乘，在频域上将二者的频谱卷积，将信号的频谱展宽，展宽后的频谱呈窄带高斯特性，经载波调制之后发送出去。在接收端，一般首先恢复同步的伪随机码，将伪随机码与调制信号相乘，这样就得到经过信息码元调制的载波信号，再作载波同步，解调后得到信息码元。 我们采用“扩频增益”GP的概念来描述扩频系统抗干扰能力的优劣，其定义为解扩接收机输出信噪比与其输入信噪比的比值，即: GP 输出信噪比 输入信噪比 它表示经扩频接收处理之后，使信号增强的同时抑制输入到接收机的干扰信号能力的大小，越大，则抗干扰能力愈强。在直接序列扩频通信系统中，扩频增益GP为: 扩频码速率 GP 10lg 信息码速率 从上式中可以看到，提高扩频码速率或者降低信息码速率都可以提高扩频增益。 2、Gold序列扩频实验 应该说Gold序列扩频与m序列扩频的本质区别仅仅在于扩频码的不同，在前面我们已经提到过，虽然m序列有优良的自相关特性，但是使用m序列作CDMA(码分多址)通信的地址码时，其主要问题是由m序列组成的互相关特性好的互为优选的序列集很少，对于多 址应用来说，可用的地址数太少了。而Gold序列具有良好的自、互相关特性，且地址数远远大于m序列的地址数，结构简单，易于实现，在工程上特别是第三代移动通信系统中得到了广泛的应用。 Gold序列是m序列的复合码，它是由两个码长相等、码时钟速率相同的m序列优选对模二和构成的。其中m序列优选对是指在m序列集中，其互相关函数最大值的绝对值最接近或达到互相关值下限(最小值)的一对m序列。这里我们定义优选对为:设A是对应于n级本原多项式f(x)所产生的m序列，B是对应于n级本原多项式g(x)所产生的m序列，当他们的互相关函数满足: ,1 n 2n为奇数 2,1Ra,b(k) n,2 22,1n为偶数，n不是4的整数倍数 (5-1) 则f(x)和g(x)产生的m序列A和B构成一对优选对。 在Gold序列的构造中，每改变两个m序列相对位移就可得到一个新的Gold序列。当相对位移2,1比特时，就可得到一族(2,1)个Gold序列。再加上两个m序列，共有(2，1)个Gold序列。由优选对模二和产生的Gold族2,1个序列已不再是m序列，也不具有m序列的游程特性。但Gold码族中任意两序列之间互相关函数都满足(12-1)式。由于Gold码的这一特性，使得码族中任一码序列都可作为地址码，其地址数大大超过了用m序列作地址码的数量。所以Gold序列在多址技术中得到了广泛的应用。 在具体的扩频的实现原理方面，可以完全参考m序列的扩频。 nnnn 四、实验原理 1、实验模块简介 本实验需用到CDMA发送模块及IQ调制解调模块。 (1)CDMA发送模块: 本模块主要功能:产生PN31伪随机序列，将伪随机序列或外部输入的其它数字序列扩 频，扩频增益为32，扩频后输出码速率为512kbps，可输出两路不同扩频码信号。 (2)IQ调制解调模块: 本模块主要功能:产生调制及解调用的正交载波;完成射频正交调制及小功率线性放大;完成射频信号正交解调。 2、实验框图及电路说明 CDMA发送模块上产生的PN码(由PN31端输出)，速率为16K，作为信源输入进模块中(由NRZ IN端输入)。模块内部产生PN序列(m序列或Gold序列)，速率为512K，作为扩频码，与输入信源模2加，完成扩频操作后输出，扩频增益为32。经扩频后的码送入IQ调制模块中进行PSK调制，经放大后输出。PSK已调信号载波为10.7MHz，是由21.4MHz本振源经2分频产生。 五、实验步骤 (一)m序列扩频实验 1、 在实验箱上正确安装CDMA发送模块(以下简称发送模块)及IQ调制解调模块(以 下简称IQ模块)。 2、 关闭实验箱电源，用台阶插座线完成如下连接: * 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。 3、 将发送模块上“GOLD1 SET”拨码开关第一位置“1”，其他位置“0”(拨向下)。 4、 对比观察m序列扩频前后的信号波形、频谱 a、示波器探头分别接发送模块上“DATA1 IN”测试点及该模块上“DS1”测试点，观察扩频前后信息码及扩频码的变化。(示波器释抑为491.8ms,492.0ms) b、如果具备条件，可观察“DATA1 IN”测试点及“DS1”测试点的频谱及其变化情况。(选做) c、为避免扩频后信号带宽过大，在发送模块中将扩频后信号进行了限带滤波，测试点为“DS1 OUT”，观察该点信号并与“DS1”测试点信号进行比较。 5、 对比观察扩频前后的已调信号波形、频谱 a、示波器探头接IQ模块调制单元上的“输出”测试点，观察未经扩频的PSK调制信号，如果条件具备，可观察此时的谱状况。 b)断开发送模块上“PN31”端与IQ模块上“I-IN”端连线，将发送模块上“DS1 OUT”端连到IQ模块上“I-IN”端。 c、示波器探头接IQ模块调制单元上的“输出”测试点，观察扩频后的已调信号，如果条件具备，可观察此时的谱状况，并与扩频前的信号谱进行比较 (二)GOLD序列扩频实验 a、保持上面实验步骤2的连线不变，将发送模块上“GOLD1 SET”拨码开关2-8位拨为任意非全0二进制数，(向上拨为1，向下拨为0)。 b、重复m序列扩频实验步骤的4、5的实验内容。 实验三—2 解扩实验 一、实验目的 1、通过本实验掌握载波已调信号m序列解扩原理及方法，掌握解扩前后信号在时域及频域上的变化。 2、通过本实验掌握载波已调信号Gold序列解扩原理及方法，掌握解扩前后信号在时域及频域上的变化。 二、实验内容 1、观察解扩时本地扩频码与扩频时扩频码的同步情况。 2、观察已调信号在解扩前后的频域变化。 三、基本原理 m序列解扩的是在接收到的RF信号上进行的，其实解扩的原理很简单，即用一个与发送端完全相同的m序列与接收到的信号直接相乘就可以完成信号的解扩，当然，这里所指的与发送端完全相同，除了序列必须一样之外，更重要的是两个m序列的相位必须一致，也 就是，接收端产生的m序列必须进行捕获和跟踪，以使其速率和相位与发送端m序列保持一致， 发射机和接收机采用高精确度和高稳定度的时钟频率源，以保证频率和相位的稳定性。但在实际应用中，存在许多事先无法估计的不确定因素，如收发时钟不稳定、发射时刻不确定、信道传输时延及干扰等，尤其在移动通信中，这些不确定因素都有随机性，不能预先补偿，只能通过同步系统消除。因此，在CDMA扩频通信中，同步系统必不可少。 PN码序列同步是扩频系统特有的，也是扩频技术中的难点。CDMA系统要求接收机的本地伪随机码与接收到的PN码在结构、频率和相位上完全一致，否则就不能正常接收所发送的信息，接收到的只是一片噪声。若实现了收发同步但不能保持同步，也无法准确可靠地获取所发送的信息数据。因此，PN码序列的同步是CDMA扩频通信的关键技术。 CDMA系统中的PN码同步过程分为PN码捕获和PN码跟踪两部分。PN码捕获是精调本地PN码的频率和相位，使本地产生的PN码与接收到的PN码间定时误差小于1个码片间隔Tc，可采用基于滑动相关的串行捕获 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 或基于时延估计问题的并行捕获方案。PN 码跟踪则自动调整本地码相位，进一步缩小定时误差，使之小于码片间隔的几分之一，达到本地码与接收PN码频率和相位精确同步。典型的PN码跟踪环路分基于迟早门定时误差 检测 工程第三方检测合同工程防雷检测合同植筋拉拔检测方案传感器技术课后答案检测机构通用要求培训 器的延迟锁定环及T抖动环两种。 接收信号经宽带滤波器后，在乘积器中与本地PN码进行相关运算。捕获器件调整压控时钟源，用以调整PN码发生器产生的本地PN码序列的频率和相位，捕获有用信号。一旦捕获到有用信号，启动跟踪器件，用以调整压控钟源，使本地PN码发生器与外来信号保持精确同步。如果由于某种原因引起失步，则重新开始新一轮捕获和跟踪。图13-1为同步系统捕获与跟踪原理图 图13-1 同步系统捕获与跟踪原理图 同步过程包含捕获和跟踪两个阶段闭环的自动控制和调整。 1、PN序列的捕获 PN码序列捕获指接收机在开始接收扩频信号时，选择和调整接收机的本地扩频PN序列相位，使它与发送的扩频PN序列相位基本一致，即接收机捕捉发送的扩频PN序列相位，也称为扩频PN序列的初始同步。在CDMA系统接收端，一般解扩过程都在载波同步前进行，实现捕获大多采用非相干检测。接收到扩频信号后，经射频宽带滤波放大及载波解调后，分别送往2N扩频PN序列相关处理解扩器(N是扩频PN序列长)。2N个输出中哪个输出最大，该输出对应的相关处理解扩器所用的扩频PN序列相位状态，就是发送的扩频信号的扩频PN序列相位，从而完成扩频PN序列捕获。 扩频系统的典型同步捕获方法有相位滑动法(又称顺序搜索法(Serial Search Acquisition)和匹配滤波器法(Matched Filtering)等。下面我们主要介绍相位滑动法。 接收系统在搜索同步时，它的码序列发生器以与发射机码序列发生器不同的速率工作，致使这两个码序列在相位上互相滑动，只有在达到一致点时，才停下来，因此称之为相位滑 动法。 图13-2(a)为滑动相关器的方框图。接收到的信号与本地,,码相乘后再积分，即求出它们的互相关值，然后在门限检测器中与某一门限值比较，以判断是否己捕获到有用信号。 这里利用了PN码序列的相关特性，当两个相同的码序列在相位上一致时，其相关值具有最大的输出。一旦确认搜索完成，则搜索指示信号的同步脉冲控制搜索控制钟，从而调整PN码发生器产生的PN码的重复频率和相位，使之与收到的信号保持同步。图13-2(b)为滑动相关器的流程图。由于滑动相关器对两个PN码序列是顺序比较相关的，所以，这种方法又称为顺序搜索法。由于滑动相关器结构简单，因此应用很广。它的缺点在于当两端PN码钟频相差不多时，相对滑动速度很慢，导致搜索时间过长。现在常用的一些捕获方法大多在此基础上，采取一些措施来限定搜索范围或加快搜索时间，从而改善其性能。目前的研究表明，将扩频多址技术应用到地面移动通信中，其频谱利用率是在使用的模拟调频及频多分址移动电话系统的20倍左右，每一小区容纳的用户数可达2500个。 (a) (b) 图13-2 滑动相关器的原理 本实验是采用相位滑动法进行捕获的。 2、PN码序列跟踪 跟踪是一种在码序列捕获之后，实现进一步调整本地时钟的过程。目的是使同步误 差尽可能地小，至少保持在一个子码范围之延迟锁相环框图 由于提供给DLL是2种相位不同的PN码序列，因此，顺序改变基准的PN码序列的振荡相位，就可得到与接收信号互相关函数的形式，如图13-4(b)所示。DLL输出是2个相关器相减，其2个输出合成特性如图13-4(c)所示。由此可以看到仅在?Tc / 2范围内，输出(纵轴)对于相位移(横轴)的响应为线性关系。2个相关器合成输出反馈到PN码序列产生器，如果输出为正，就控制PN序列发生器产生的相位滞后;若输出为负，就控制PN 序列发生器产生的相位超前;若输出为0，就使PN产生的相位正好为0而使DLL系统稳定工作。 此电路正常工作的条件是，跟踪开始时接收信号的PN序列与收信机DLL的S曲线 DLL的跟踪性能主要与环路滤波器(图13-5中的LPF)的带宽与次数有关。带宽越窄DLL对噪声越不敏感，噪声与调制对同步影响不大，但跟踪速度慢，因此，它适用于移动通信环境中同步位置不断变化的应用场合。 ?抖动锁相环:抖动锁相环TDL(Tau Dither Loop)只用1个相关器，TDL的构成如 图13-7所示。在同步附近TDL的自相关函数为三角形，在接收端产生的PN序列的相位仅前后移动，利用取出由于前后移动产生的相关值的变化(解扩后信号振幅的变化)，使其 变化量为0，就可控制整个振荡相位。 抖动锁相环只使用一个相关器，因而没有由于两个支路分别用一个相关器带来的不平衡问题。不过，这种锁相环即使在完全同步的位置上，由于本地时钟的抖动，其同步性能也不及延迟锁相环。 图13-5 抖动锁相环 同m序列的解扩一样，Gold序列的解扩也存在着捕获和跟踪的过程，其捕获和跟踪的原理以及解扩的原理可以参考m序列解扩实验。 四、实验原理 1、实验模块简介 本实验需用到CDMA发送模块、CDMA接收模块及IQ调制解调模块。 (1)CDMA发送模块: 本模块主要功能:产生PN31伪随机序列，将伪随机序列或外部输入的其它数字序列扩频，扩频增益为32，扩频后输出码速率为512kbps，可输出两路不同扩频码信号。 (2)CDMA接收模块: 本模块主要功能:完成10.7MHz射频信号的选频放大，当本地扩频码设置为与发送端扩频码相同时，可完成扩频码的捕获及跟踪，进而完成扩频信号的解扩。 (3)IQ调制解调模块: 本模块主要功能:产生调制及解调用的正交载波;完成射频正交调制及小功率线性放大;完成射频信号正交解调。 2、实验框图及电路说明 扩频部分原理同上一实验。 扩频后的PSK已调信号分为三路送入CDMA接收模块中，分别与接收模块中产生的m序列(gold序列)的超前、同相、滞后序列相乘。在扩频码没有捕获到时，同相支路的捕获输出为低电平，扣码电路工作，每周期扣掉1/4个码元，使发送端和接收端的两个PN序列产生相对滑动，当滑动到两个序列的相位差小于一个码元时，同相支路包络检波后出现相关峰，经门限判决，若相关峰超过门限，捕获输出为高电平，扣码电路停止工作，系统进入跟踪状态。此时超前-滞后支路产生的复合相关特性(S曲线)出现，经低通滤波后控制VCO，使收发端PN序列完全同步。此后跟踪过程一直存在，维持PN序列的同步。 PN码同相支路的相乘信号经带通滤波后即为解扩后的信号。该信号是一个基带信元的PSK调制信号，扩频码调制部分已经被去除。 五、实验步骤 (一)m序列解扩实验 1、 在实验箱上正确安装CDMA发送模块(以下简称发送模块)、CDMA接收模块(以下 简称接收模块)及IQ调制解调模块(以下简称IQ模块)。 2、 关闭实验箱电源，按如下方式连线: b)用同轴视频线完成如下连接: * 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。 3、 将发送模块上“GOLD1 SET”拨码开关拨为全0，(拨向下，扩频码为m序列)。将 接收模块上“GOLD SET”拨码开关拨为全0，按复位键以完成设置。 4、 示波器探头接接收模块“输出2”测试点，调整“幅度”电位器使该点信号电压峰峰 值为1.6V左右。 5、 观察扩频码同步现象 a、将接收模块上“捕获”电位器逆时针转到底，此时捕获指示灯“LED1”应灭。 b、示波器探头接接收模块“VCO”测试点，观察延迟滞后锁相环的复合相关特性。 c、示波器探头接CDMA接收模块“TX2”测试点，此时可看到序列的自相关特性情况。 d、慢慢顺时针旋转接收模块上“捕获”电位器，同时注意观察“LED1”指示灯，从不亮到闪亮直至全亮的过程，该过程即为扩频码捕获过程，指示灯全亮后捕获过程结束，进入扩频码跟踪过程，此时示波器上显示一条直线。 e、将示波器探头分别接发送模块“DS1”测试点及接收模块“TX1”测试点，比较两者是否相同，是否同相，若是则表示跟踪正常，已完成扩频码同步，若有少许不同相，则调整接收模块上“跟踪”电位器使其同相。(示波器释抑为245.7~246.0ms) 6、 示波器探头接接收模块上“输出1”测试点，该点为解扩后已调信号，此时该信号相 当于未扩频前NRZ码进行PSK调制后的信号，观察该信号的特征，如果条件具备，可观察该信号的谱以确定解扩情况，并与IQ模块上调制单元的“输出”测试点的信号进行比较。 (二)Gold序列解扩实验 1、 保持实验连线不变，将发送模块上拨码开关“GOLD1 SET”和接收模块上拨码开关 “GOLD SET”的2-8位拨为任意相同的非全0二进制数，(向上拨为1，向下拨为0)。 2、 重复m序列解扩实验步骤4,7的实验内容。 六、思考题 1、 延迟-滞后锁相环的复合相关特性是怎样形成的, 2、 滑动相关器的滑动速度对捕获及跟踪过程有什么样的影响, 实验四 多径衰落信道模拟实验 一、实验目的 1、了解多径衰落产生原因及类型。 2、了解多径干扰对信号的影响 二、实验 2, s2 s p( ) 2exp , I0 2 ,0 2 2 (15-2) 式中I0(x)为第一类修正贝赛尔函数。由式(15-2)可以看出，当 s,0即不存在直达路径时，此式表示瑞利分布。 1、 产生原因 产生快衰落的原因有两个:多径效应和多普勒频移。 (1)多径效应 由移动体周围的局部散射体引起的多径传播效应称为多径效应，表现为快衰落。发射端的信号到达接收端的路径并非一条，由于经历不同的传播损耗和衰落，各径信号均不相同。从空间角度来看，沿移动台移动方向，接受信号的幅度随着距离变动而衰减，幅度的变化反映了地形起伏所引起的衰落以及空间扩散的损耗。从时域角度来看，各个路径的长度不同，因而信号到达的时间就不同，即如果从基站发送一个脉冲信号，则接收信号中不仅包含该脉冲，而且还包含它的各个时延信号。这种由于多径效应引起的接收信号中脉冲宽度扩展的现象，称为时延扩展。扩展的时间可以用第一个码元信号至最后一个多径信号之间的时间来测量。时延扩展将引起码间串扰，严重影响数字信号的传输质量。 (2)多普勒频移 在多径条件下，由移动体的运动速度和方向引起信号频谱展宽的现象称为多普勒效应。多普勒效应引起的附加频移称为多普勒频移，可用下式表示: fd cos (15-3) 式中 是入射电波与移动台运动方向的夹角，上式中， 是移动台运动速度， 是波长。 / 与入射角无关，是fd的最大值， fm, / 称为最大多普勒频移。 2、 快衰落的分类 快衰落可以分为以下三类:空间选择性衰落，频率选择性衰落和时间选择性衰落。所谓选择性，是指在不同的空间、不同的频率和不同的时间，其衰落特性是不同的。下面首先介绍三个概念:时延扩展、相干带宽和相干时间。 (1)时延扩展 考虑到多径的影响，无线信号有不同的路径，每个路径有不同的路径长度，因此每个路径的信号到达时间是不同的，这种由于多径效应引起的接收信号中脉冲宽度扩展的现象，成为时延扩展，用符号 表示。时延扩展会造成数字系统符号间干扰，因此限制了数字系统的最大符号率。为了避免码间串扰，应使码元周期大于多径引起的时延扩展，或者用下式表示。 1Tb 或 Rb (15-4) 式中Tb表示码元周期，Rb表示码元速率。 平均时延扩展为: d 0 0 tD,t,dtD,t,dt (15-5) 式中D(t)表示时延概率密度函数，可以表示为指数形式和均匀形式，其中 D,t,dt 1。 对于近距离散射体、距离高大建筑物和远山的环境，多径时延扩展可近似为指数分布，指数形式的时延扩展表示为: D,t, 1 1 d e d 0 t 2 d (15-6) GSM中采用等间隔分布(即均匀形式)来表征乡村地区的多径传播环境。均匀形式的时延扩展表示为: 1 D,t, (15-7) 2 d 测试数据表明，不同环境下平均时延扩展是不一样的。多经环境下时延扩展的参数如表15-1所示: 表15-1 多径环境下时延扩展参数的统计值 从表15-1中的实测数据可以看出，市区的传播时延比郊区长，相对于包络最高值,30dB处所测的时延可达12 s。根据式(15-4)，在没有采用分集接收或均衡等抗衰落措施时，要求比特率小于83.3kbps，否则将引起码间串扰。 (2)相关带宽 信号通过移动信道时会引起多径衰落，因此需要考虑信号中不同频率分量所受到的衰落是否相同。相关带宽表征的是信号中两个频率分量基本相关的频率间隔。衰落信号中的两个频率分量，在其频率间隔小于相关带宽时，它们是相关的，衰落特性具有一致性;在其频率间隔大于相关带宽时，它们是不相关的，衰落特性不具有一致性。 根据衰落与频率的关系，可将衰落分为两种:频率选择性衰落和非频率选择性衰落，后者又成为平坦衰落。所谓频率选择性衰落是指信号中各分量的衰落情况与频率有关，即信号经过传输后，各频率所受到的衰落具有非一致性，因而波形失真，成为频率选择性衰落。所 谓非频率选择性衰落是指信号中各分量的衰落状况与频率无关，即信号经过传输后，各频率所受的衰落具有一致性，即相关性，因而衰落波形不失真。当信号带宽小于相关带宽时，信号通过信道传输后各频率分量的变化具有一致性，成为非频率选择性衰落。 这里，对相关带宽再做一点说明:相关带宽表征的是信号中两个频率分量基本相关的频率间隔。对于具有某一时延扩展值 的一条信道，衰落信道的两个频率分量是否相关，取决于它们的频率间隔。在实际应用中，常用最大时延 m的倒数来规定带宽Bc，即: Bc 1 m (15-8) 一般来说，窄带信号通过移动信道时将引起平坦衰落，而宽带扩频信号将引起频率选择性衰落。 (3)相关时间 多径效应可能引起时间选择性衰落，多普勒频移引起的频率扩展，使得信号在经过多径传输后可能引起时间选择性衰落。一般情况下，有关时间近似定义为多普勒频移的倒数，表示为: Tc 1 fd(15-9) 式中Tb表示发送信号的码元周期，当Tb,Tc时，会产生时间选择性衰落。一般情况下，TbTc，所以不会产生时间选择性衰落，多普勒频移引起的频率扩展可以忽略不予考虑。 在实际移动通信中，3类选择性衰落都存在，根据其产生的条件大致可以划分为以下3类。 第一类多径干扰:是由于快速移动用户附近的物体的反射而形成的干扰信号，其特点是由于用户的快速移动，在信号的频域上产生了多普勒频移扩散，从而引起信号在时域上时间选择性衰落。 第二类多径干扰:用户信号由于远处的高大建筑物或山丘的反射而形成的干扰信号。其特点是传送的信号在空间与时间上产生了扩散。空域上波束角度的扩散将引起接收点信号产生空间选择性衰落，时域上的扩散将引起接收点信号产生频率选择性衰落。 第三类多径干扰:是由于接收信号受基站附近建筑物和其他物体的反射而引起的干扰。其特点是严重影响到达天线的信号入射角分布，从而引起信号在空间的选择性衰落。 在多径环境下，信道的冲激响应可以表示为 h,t, ak ,t,tk,ej k k 0N(15-10) 式中:N表示多径的数目;ak表示每个多径的幅值(衰减系数);tk表示多径的时延(相对 时延差);θk表示多径的相位。 该多径信道可以采用图15-1所示的方法来仿真。设最大多普勒频率为fm。图中假定每一条路径的幅度均服从瑞利分布，即每一条路径的信号幅度可以看成是窄带高斯过程(该模型称为Clarke模型，每一路径由若干个具有相同功率的从不同角度(按均匀分布)到达接收机的信号组成)，则其功率谱可以表示为 P 1 S,f, av f fm fm 1,,ffm, 2 (15-11) 式中，Pav是每一路信号的平均功率。该式被称为典型的多普勒频谱(简称为典型谱)。利用该式产生瑞利衰落的过程如图15-2所示。首先产生独立的复高斯噪声的样本，并经过FFT后形成频域的样本，然后与S(f)开方后的值相乘，经IFFT后变换成时域波形，再经过平方，将两路的信号相加和开方运算后，形成瑞利衰落的信号。 r(t) 图15-1 多径信道的仿真模型 当每一路径信号中有直射分量时，其信号幅度的功率谱密度由典型谱和一条直射路径谱组成，可以表示为 0.41 S,f, 2 fm 1 2 1,,ffm, ,0.91 ,f,0.7fm, (15-12) 该式被称为莱斯多普勒谱(简称为莱斯谱)。 四、实验原理 1、实验模块简介 本实验需用到基带成形模块、IQ调制解调模块及信道模拟模块。 (1)基带成形模块: 本模块主要功能:产生PN31伪随机序列作为信源;将基带信号进行串并转换;按调制要求进行基带成形，形成两路正交基带信号。 (2)IQ调制解调模块: 本模块主要功能:产生调制及解调用的正交载波;完成射频正交调制及小功率线性放大;完成射频信号正交解调。 (3)信道模拟模块 本模块主要功能:采用数字信号处理算法模拟白噪声、慢衰落及多径干扰三种信道。 2、实验框图及电路说明 IQ调制模块输出的10.7M已调信号，送入信道模拟模块，首先进行降频处理，将频率降为1.5M，主要目的是为了A/D采样及数字处理方便。1.5M信号经信号调理电路处理以适合A/D采样。在FPGA时序电路的控制下，A/D芯片将模拟信号转换为数字处理送入FPGA中进行处理。 FPGA中有四个独立的处理模块，分别是模拟信号采样控制及信号通道、白噪声产生、慢衰信号产生及信号多径时延模块。根据使用者选择的不同输出不同的信号。 当用户选择多径干扰信道，FPGA输出两路数字信号，一路是原信号、一路是原信号时延125us后的信号，经D/A转换后变为两路模拟信号。两路信号可以分别进行幅度调节，以满足实验需求。两路信号经加法器相加后成为多径干扰信号，送入混频电路，将频率变回为 10.7M送出，完成多径干扰的模拟。 五、实验步骤 1、 在实验箱上正确安装基带成形模块(以下简称基带模块)、IQ调制解调模块(以下简 称IQ模块)及信道模拟模块(以下简称信道模块)。 2、 关闭实验箱电源，按如下方式连线: b)用同轴视频线完成如下连接: * 检查连线是否正确，检查无误后打开电源。 3、 示波器探头接信道模块“AD”测试点，调节“AD幅度”电位器，使“AD”处信号 峰峰值为1V左右。 4、 按下“选择”键，选择多径衰落信道，“多径”指示灯亮。 5、 用示波器观测“OUT2”测试点处的原始信号波形，调节“OUT2 幅度”电位器可以 改变原始信号幅度。 6、 用示波器观测“OUT1”测试点，输出为时延PSK信号，调节“OUT1 幅度”电位器 可以改变时延信号的大小。 7、 将“OUT2 幅度”电位器顺时针旋到底，“OUT1 幅度”电位器逆时针旋到底，用示 波器观测信道模块上的“输出”点信号波形，此时信号无码间串扰。 8、 顺时针调节“OUT1 幅度”电位器，增大时延信号的幅度，用示波器观测“输出”点 信号波形，观测码间串扰的现象。