用tl3843
设计
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和制作单管它激式反击型开关电源及注意事
项
一:开关电源模块的性能特点和技术指标
1.采用一片TL3843 驱动MOSFET IRFBE30开关电源,配817型光耦合器,构成光耦反馈电路,能将85~265V交流电变换成5V/4A,18V/4A的直流稳压输出。功率92W,效率85%。
2.该模块的主要技术指标如下:
交流输入电压范围:u=85~265V
输入电网频率50~60Hz
输出电压Uo1=5V,Uo2=18V.
最大输出电流Iom=4A。
电压调整率:(85~265V):Sv=±1%
负载调整率:S I=±1%
电压效率:%
η
85
=
输出纹波电压±30mV
3.电路特点:
功率开关截止期间,功率开关变压器向负载释放能量
功率开关变压器既起安全作用,又起储能电感的作用。
变压器要工作在连续工作状态,功率开关变压器必须大于临界电感值。
输出端不能开路,否则将失控。
可用于几百瓦的输出功率场合。反击式变换器原线路原理如图1-1
图1-1
二:器件选择:
1.Mos管的选择:
2.整流管的选择
在单片电源中,一般采用超快恢复二极管作为嵌位二极管,输出整流管和
反馈电路中的整流管。
(1)嵌位二极管:需用超快恢复二极管,UF4000,或FR157快速恢复二极管。还可选用BYV26C。选用时要注意反向耐压。
(2)输出整流管:超快恢复二极管适合作为开关电源的高压,大电流整流管,设整流管实际承受的反向峰值电压为U(BR)S,所选整流管的最高反向工作电压为U RM>. U(BR)S,
其定整流电流Id>3I OM。本例中要求输出4A ,则选取MUR16××。
(3)反馈电路中的整流管
可选用1N4148,UF4003,MUR120或RF107。
3.电磁干扰滤波器:
电网噪声是电磁干扰的一种。串模干扰是两条电源线之间的噪声,共模干扰是两条电源线对地的噪声。
电磁干扰滤波器应对串模,共模干扰都起到抑制作用。
C1和C2采用薄膜电容器,容量范围大致是0.01μF~0.47μF,主要用来滤除串模干扰。C3和C4跨接在输出端,并将电容器的中点接地,能有效地抑制共模干扰。C3和C4亦可并联在输入端,仍选用陶瓷电容,容量范围是2200pF~ 0.1μF。为减小漏电流,电容量不得超过0.1μF,并且电容器中点应与大地接通。C1~C4的耐压值均为630VDC或250VAC。
以38kHz做基本开关频率时,二次谐波仅为72kHz。超过150kHz时,EMI 滤波器设计指标就要严格的多。
3.滤波电容的选择
设计100w 反激变压器 适应电压从85~240V 变化输出两路18V/4A.5V/4A
变压器的设计与计算
(1)选择磁芯大小
如果效率为85%,则变压器的传输功率=
85
.04
*184*5+≈108W
下图是一个20~30kH ,工作频率,温升,30C T o =?硅N27铁氧体材料制成的磁芯传送功率磁芯尺寸的关系。在实际使用时留有一定裕量是完全必要的。
根据110W ,在图2-1曲线上对磁芯做一初步选择,查得型号E42/20。 (2)计算t on
原边绕组开关晶体管Tr 的最大导通时间对应在最低输入电压和最大负载时发生。在这个例子中,假设D=Ts
ton =0.5,工作频率38kHz 。 Ts=
fs
1=
3
6
10
*3810
=26uS
Ton=DTs=0.5*26=13uS
(3)计算最低直流输入电压
设计变换器在最低线路输入电压时发生满载工作,计算它的输入端的直流电压Vs 。对于单相交流整流用电容滤波,直流电压不会超过交流输入电压有效值的1.4倍,也不小于1.2倍。他与电源线路中的电源阻抗,整流器电压降,储能电容的等效阻抗,以及负载大小均有关,在取1.3。设交流电压110V 下限为90V ,倍压整流系数取1.9
Vs=90*1.3*1.9=222V
(4)选择工作时磁通密度值
E42/20中心柱磁路的有效面积Ae=140mm 2 在100 C o 时饱和磁感应强度是360mT 。 以一般形状、材料的铁氧体磁芯,当工作频率在38k 时,65%的饱和值:?B bc =360*0.65=234mT 。实例说明,这时仍是一个良好的工作区间。
(5)计算原边匝数
因为作用电压是一个方波,一个导通期间的伏秒值与原边匝数关系
e
ac on s p
A B t V N
??=
式中 原边匝数;---P N
。磁心有效面积(
);交变工作磁密();
导通时间(
);
原边所加直流电压(
)2
mm A mT B s t V V e ac on s ------?------μ
计算得: 匝
88140
234.013222=??=
p N
(6)计算副边匝数
以输出电压是5V 为例进行计算,设整流二极管压降0.7V ,绕组压降为0.6V ,则副边绕组电压值为5+0.7+0.6=6.3V 。 原边绕组每匝伏数=匝V N
V p
s 52.288
222==
副边绕组匝数匝
5.252
.23.6==
s N
由于副边低压大电流,应该避免使用半匝线圈(除非特殊技术上需要)考虑到E 型磁心磁路可能产生饱和时,使变压器调节性能变差,因此取2.44的整数值3匝。
(7)计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数
因副边取整数3匝,反激电压小于正向电压,新的每匝的反激电压是
匝。V 1.23
3.6=占空比必须以同样的比率变化来维持伏?秒值相等。
s
T t s on μ8.1152
.21.21.22652
.21.21.2=+?=
+?=
对于12伏直流反馈输出,考虑绕组及二极管压降1V 后为13V 匝)匝(取62.61
.213==
Nf
对于18伏直流输出,考虑管压降1V ,则输出18+1=19V
Ns2=
1
.219=9匝
(8)确定磁心气隙的大小
上面已经分析过,带气隙在一个更大的磁场强度H 值下才会产生饱和,因此磁心可经受一个更大的直流成分。另外,当H=0时,r B 更小,磁心的磁感应强度B 有一个更大的可用范围B ?。最后,有气隙时,导磁能力降低,导致每匝的电感量减小,绕组总电感值减小,但气隙的存在减少磁心里直流成分所产生的磁通。
实际设计工作是通过气隙大小调整来选定能量的传递方式。图11-13示出三种可能方式。图11-13(a )是完全能量传递方式。这种方式传递同样的能量峰值电流是很高的。工作中开关晶体管、输出二极管和电容器产生最大的损耗,且变压器自身产生最大的铜耗(R I 2);图11-13(b )表示不完全能量传递方式。此时,具有一个低电流斜率,这是电感较大的缘故。尽管这种工作方式损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和。图11-13(c )表示一个较好的折中
方法
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,它的峰值电流大小适中峰值与直流有效值的比也比较适中。当经调整气隙,使在合适的气隙大小下,就能得到这一传递方式。工作中噪声较小,效率也合理。
(9)磁心气隙大小的确定
实用方法:插入一个常用气隙,例如0.5mm (≈0.02英寸);用一般脉冲宽度控制方法,使开关电源工作起来,并在变压器原边串入一个电流探针,缓慢调整脉冲宽度,使之在额定输入电压下有额定负载,通过观察电流特性的形状,注意小心避免磁心饱和,直到达到所要求的输出电压和电流,注意电流波形的斜率,并调节气隙达到所要求的斜率。
Ip
Iave
T1
T2
Ip
Iave
T1
T2
Ip2 0 T1
T2
Ip1 Iave
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11-13b
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