行业资料由MOS场效应管构成的开关电源电路 UC3824 UC3842行业资料由MOS场效应管构成的开关电源电路 UC3824 UC3842
由MOS场效应管组成的开关电源电路,UC3824,UC3842
文章通过实际例子介绍了由MOS场效应管组成的串联型和并联型的开关电源,,随着MOS半导体技术的迅速发展，MOS场效应管以燥声系数低、截止频率高、开关特性好、抗干扰能力强、增益高、功耗低、不存在二次热击穿等优点，广泛应用于彩色电视机、计算机等电器设备中。本文以MOS场效应管组成的自激-串联型、他激-并联型两种类型电路示例作些介绍。
一、自激-串联型开关电源:
这种类型电路结构比...
行业资料由MOS场效应管构成的开关电源电路 UC3824 UC3842
由MOS场效应管组成的开关电源电路,UC3824,UC3842
文章通过实际例子介绍了由MOS场效应管组成的串联型和并联型的开关电源,,随着MOS半导体技术的迅速发展，MOS场效应管以燥声系数低、截止频率高、开关特性好、抗干扰能力强、增益高、功耗低、不存在二次热击穿等优点，广泛应用于彩色电视机、计算机等电器设备中。本文以MOS场效应管组成的自激-串联型、他激-并联型两种类型电路示例作些介绍。
一、自激-串联型开关电源:
这种类型电路结构比较简单,原器件比较节省,生产成本低,是彩色电视机中采用较多的一种电路,现以飞利浦彩电开关电源为例:,
工作原理:
市电经整流滤波后在C606上取得300V左右的脉动直流电压，此电压一路经R616、L611加在场效应管V610的漏极;另一路经启动偏置电阻R610、R613向V610提供栅极电流，微导通后的V610漏极电流经R680、L612、L621及开关变压器的?-?绕组流向负载，同时产生?正?负的感生电动势，从而在反馈绕组上产生?负?正的感生电动势，经C613、R612向V610的G极提供正反馈电流，促进V610进一步导通、饱和。随着V610进入饱和后漏极电流变化率开始降低，正反馈电容C613充电电流减小，导致V610栅极正反馈电压开始下降，开关变压器的绕组中产生极性相反的感生电动势，即主绕组上产生?负?正的电压，反馈绕组上产生?正?负的电压，负反馈导致V610由通导迅速转为截止。此时主绕组上产生?负?正的电压经外部负载D620、L620、L621放电向负载供
电。自激振荡的第一个周期就这样得以完成，继而进入新的振荡周期，继而不断交替完成振荡过程。为防止正反馈电压过高，同时也为了防止V610因漏极电流过大而损坏，电路中设置了过激励保护稳压二极管D610;考虑到场效应管输入阻抗大、输入电流小，电路中设立了电阻R611为反馈回路提供通道，保证反馈电容C613有一定的充放电电流。
脉宽调节、稳压过程:
此电路稳压取样方式为直接取样方式，对负载供电端电压进行取样放大后，通过脉宽调节管控制开关的通导时间以达到稳压的目的。在开关截止时间，开关变压器的?-?绕组上产生?负?正的感生电动势，经过D617、L617、R617对C616充电，对V614构成负偏置使之截止;当V610导通后开关变压器的?-?绕组上的极性变反，?端的感生电压经R618向C616充电，使C616端电压由负转为正。当其正向电压达到0.7V时V614通导，分流了一部分正反馈电流使V610的G极电压下降，漏极电流减小，绕组上产生?正?负电动势，又经反馈电路后V610由通导迅速转为截止。由此可见，控制V610导通时间可达到控制V610开关脉冲宽度的目的。当某种原因使开关电源输出电压升高时，经V614的B极而使其提前导通，V610提前截止而使输出电压下降，从而达到保持输出电压不变的目的。反之亦然。
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二、他激-并联型开关电源:
由于早期集成电路控制芯片的功能不够完善，他激式并联开关电源多采用分立元件，电路结构复杂，元件很多，增加了成本给维修也带来不便。近来控制型集成电路日益成熟，控制功能更趋完善，且电路简单，他激式并联开关电源应用也越来越广泛。下面以EC-1428彩色显示器开关电源为例:,
工作原理: 该电源的核心部件是控制芯片UC3824(振荡和电流控制),各引脚功能见上图右下角绿框 内的引脚功能说明。 300V左右的脉动直流电分二路:一路经T101?--?绕,组加至场效应管Q101的漏极;另一路经启动电阻R106、C112滤波加至IC101(UC3842)的7脚，以提供16V左右的,工作电压，激发IC101内部的振荡器开始振荡，频率由IC101的4脚外接C115、R109决定，产生的脉冲信号经PWM,锁存器驱动放大后由IC101的6脚输出驱动脉冲，经R110、D107、R108加至Q101的G极，使Q101在脉冲信号控制下,工作在开关状态。Q101饱和时初级绕组?--?中流过电流，根据同名端相位关系，整流管D108、D109、D110、,D111处于截止状态，开关变压器T101储能;当Q101的源极电流增长到一定值时，经取样电阻R104、R105及C109,滤波反馈至IC101的3脚，与其内部电流检测比较器进行比较，当达到一定值时，该比较器输出电压使IC101内部,触发器反转，切断IC101的6脚驱动脉冲，于是Q101截止。这时T101各绕组感生电动势的极性均相反，各路相应,的整流二极管导通，T101释放电能向,负载供电，其中T101的?--?的绕组产生的感生电动势经D103整流，C110,滤波产生16V左右的直流电压，经D104加至IC101的7脚维持IC101的供电，使电路的振荡得以继续。该电源的,C116、R115、D105、D106将行同步脉冲引入IC101的振荡电路，使IC101振荡与行扫描同步，消除开关干扰。, 取样稳压过程: T103的?--?绕组产生的感生电动势,除了经D103、C110整流滤波后，经D104维持IC101的16V电压外，还通过R111、R129、C126、VR101、R114引回,IC101的2脚，达到稳定T101次极直流输出电压的目的。调整VR101可微调直流输出电压。IC101?、?脚外接,R113、C113形成环路负反馈补偿，使误差放大器工作稳定。当输出电压因某种原因升高时，T101的?--?绕组,中，间接取样电压也升高，经D103整流C110滤波后的电压也升高，升高后的电压经R111、R129、C126、VR101、,R114取样电路分压后，加至IC101的2脚与基准电压比较，再输出控制电压，达到控制IC101的6脚脉冲宽度的目,的，Q101导通时间变短，从而使输出电压下降，保持了电压的稳定。
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