VDS很小时的反型电荷和耗尽电荷1.4MOSFET漏源电流模型线性区的IDS-VDS曲线VDS对反型电荷的影响饱和与非饱和漏源电流N-MOSFET的输出特性曲线SPICELevel1模型MOSFET转移特性饱和区转移特性曲线DSGSIV−沟道在漏端的夹断V(y)和Eox沿沟道方向的变化饱和区少子浓度的二维分布理想地，当VG
几个kT/q，指数项可略，则IDSub与VDS无关；讨论（2）IDSub∝nS，随表面势指数增加；（3）IDSub∝ni2，因此，与温度有关；（4）log(IDSub)–VGS为一直线，直线斜率的倒数称为“倒数亚阈斜率”，“亚阈摆动”，或“亚阈斜率”，记为S，单位：mV/decade。意思是：IDSub减小10倍，栅电压的变化。)log(DGIddVS=GDdVIdS)][ln()10ln(=自然对数：GssssGssDGDdVddxddxdddkTqdVddIddVIdφφφφφφ−−−==)()(ln)(ln因为DassCqNdxdE=−=φSiDssCdxdddεφφ=−)(所以CD与xd从而φs有关，dSisdDxddQCεφ=−=为耗尽层电容sSiaDsssqNCdxddxdddφεφφφ21)(2==−−从而FsFφφφ2<<因为在弱反型：)]ln([iaFnNqkT=φ(2φS)-1比q/kT小，可忽略，从而得到：GsGDdVdkTqdVIdφ≈)(lnoxdsFBGCQVV/−+=φ又因为：1)1(−+=oxDGsCCdVdφ所以ln(10)(1)ln(10)DoxCkTkTSnqCq⇒=+=oxDCCn+=1n越→1，晶体管断态和通态之间的过渡越快。1)1()(ln−+=oxDGDCCkTqdVId因为∝nkTqVIGDexp所以2．界面态的影响sititqNQφ−=itsititqNddQC=−=⇒φ/oxdsoxitoxoxmsoxdsoxsitoxoxmsGCQCqNCQCQCqNCQV−++−=−++−=φφφφφ)1(2．界面态的影响oxitDsGCCCddV++=1φ则sdDddQCφ/−=注意)(/)1(60)1)(10ln(室温从而decademVCCCCCCqkTSoxitDoxitD++=++=n=1–3，所以S=60–180mV/decade。当今
工艺
钢结构制作工艺流程车尿素生产工艺流程自动玻璃钢生产工艺2工艺纪律检查制度q345焊接工艺规程
水平：S=70–120mV/decade。S决定了保证断态条件所需的栅偏置，如要求：VG＝0时断态电流应比VG＝Vth时的ID小105倍。§1.6连续性模型前面推导的VG>Vth和VGVth时，Vp＝VDsat）EKV模型−+−−+=−=222/2exp1ln/2exp1ln2qkTVVqkTVVqkTLWCnIIIDpSpoxnRFDµ)(10SthGneffVVV−−+=θµµ迁移率与栅压的关系：SioxCεθ2Θ=Θ为迁移率约化因子例：在非饱和区：VS＝0，VDVth（指数项比1大很多，略去1得到：EKV模型−−=−−=−=−−=22222221)()(221)2(21/2/22DDthGoxnDDthGoxnDpDoxnDppoxnDnVVVVLWCVnVVVLWCnVVVLWCnqkTVVqkTVqkTLWCnIµµµµ可见，与Level1模型的结果一致。§1.7沟道长度调制1.定义：当VD>VDsat时，夹断点向源端移动，有效沟长收缩＝L－∆L，称这种效应为沟长调制效应（CLM）。2．IDsat和∆L地的计算一般地，求IDsat的方法是在线性区电流方程中用（L-∆L）代替L，用VDsat代替VDS。另一种简化方法：将电流变化作为漏压
函数
excel方差函数excelsd函数已知函数 2 f x m x mx m 2 1 4 2拉格朗日函数pdf函数公式下载
线性化，定义：)(DsatDDDsatVVII=≡VD>VDsat时的饱和电流记为，则：'DsatI+−+=DsatADsatDDsatDsatVVVVII1'式中，VA是为正，常称为“厄尔利（Early）电压”。LVVVVILLILIDsatADsatDDsatDsatDsat)1('+−+=∆−=用沟长表示有：'DsatI+−+−=∆DsatADsatDVVVVLL111由此得到：LLILIDsatDsat∆−∝∝1,1'注：§1.7沟道长度调制22(1)(1)111()DsatDsatDsatDSDsatDSLILIILLIIVLLLLLLLλ∆+∆===≈+=+∆∆−∆−−§1.7沟道长度调制实际模拟中，一般采用近似表达式：)1(<<∆LL饱和输出电导（之前一直认为=0）：ADsatDsatADsatDDsatDsatVIVVIdVdIg≈+=≡'对于VD>VDsat，输出曲线所有切线均交于VDS轴的截距-VA:DSLLVλ∆=沟长调制系数1.8改进的短沟道MOSFET模型一、长沟道
分析
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的限制夹断条件要求无限载流子速度来维持恒定的电流（在载流子密度成为零的条件下）二、短沟道效应当L和漏极空间电荷区宽度为相同数量级时，即可考虑为短沟MOSFET。短沟效应使得Vth减小（长沟器件，Vth与L，W无关）Vth的减小来自三个效应：（a）源/漏电荷分享；（b）漏致势垒降低（DIBL）；（c）次表面穿通。1.源/漏电荷分享将沟道耗尽区分为两部分：栅压控制部分和源衬/漏衬pn结势垒控制部分。'dQYau电荷分享模型：1）衬底均匀掺杂，Nb2）Vds＝0；3）源衬、漏衬pn结(结深)界面是半径为的圆拄形；jxjxbsbFSidmddsdqNVxxx/)2(20+===φεε4）源、漏端分享的沟道区电荷相等，栅控耗尽区的形状是梯形；5）栅控耗尽层宽度＝源/漏衬pn结的耗尽层宽度，即：考虑阈值情况梯形面积：2/)(1dmxLL+讨论：1)L较大时，L≈L1，梯形面积→L×(长沟MOSFET)dmxoxdFFbthCQVV−+=φ22)L较小时，L1和小，Na高的2μm器件。jxoxt短沟效应还与Vsb有关。Vsb↑，↑，短沟效应越严重。dmx2窄沟效应窄沟道效应：在薄栅氧化层和厚场氧化层（Locos隔离）之间存在一圆锥形的氧化层过渡区，引起附加耗尽电荷wQ∆dmxW>>wQ∆相对Qd可忽略忽略dmxW~→Vth↑oxwwthCQV∆=∆,oxwsbFFFBthCQVVV∆+++Φ+φγ22(窄沟）＝W↓，Vth↑L较大时，窄沟器件的Vth为:小尺寸效应：L、W的尺寸→xdm时为小尺寸器件，一级近似：wthlththVVV,,∆+∆≈∆oxwoxlsbFFFBthCQCQVVV∆+∆−+++=φγφ223漏致势垒降低效应(drain-inducedbarrierlowering,DIBL)漏致势垒降低:02()[()]SidmSsbaxyVVyqNεεφ=++当L较小时，S端势垒将下降φ∆(取决于Vds)。势垒降低将引起阈值电压下降。在极端情况下，随Vds↑，源漏耗尽区越来越靠近，引起从漏到源的电场穿通，使S端势垒降至最小。从S区注入沟道电子↑→Ids↑且不受栅控制，称该过程为DIBL效应。利用Yau的电荷分享模型，令：DIBL效应sddmxx=dddmxx=)]121(2)121(2[11−++−+−=jddjjsdjxxLxxxLxF)(20sbbidSisdVqNx+=φεε)(20dssbbidSiddVVqNx++=φεεsbFFFBDIBLthVFVV+++=φγφ221)(S端：D端：理论和实验均表明，Vth与Vds为线性关系：()thdthdsthdsVVVVVσ==−Vth为Vds<0.1V时的阈值电压σ为DIBL因子DIBL效应DIBL效应的大小通常也可由下面关系定义：21DSdsththVVVVDIBLVV===−（V）（绝对变化）2121DSdsththVVVVVVDIBLVV==−=−（无量纲）（相对变化）其中，V1＝50～100mV，V2＝1或1.5VDIBL效应影响DIBL效应的因素：（1）LL越小，DIBL越严重，Vthd越小；（2）越大，DIBL越严重；oxtoxt（3）越大，DIBL越严重；jxjx（4）NbNb越大，DIBL越小；（5）VsbVsb越大，DIBL越大（Vsb将增加xdm,使漏源端的耗尽层电荷量的影响增大,DIBL效应将更显著）。DIBL效应使器件的短沟效应增强！Vth变化量与L成指数关系：0exp()LL∝−L0：长沟器件σ经验方程为：001()SisbmoxVCLεεσσσπ+=σ0，σ1和m是常数，m一般在1－3之间亚阈电流对DIBL效应十分敏感。3次表面穿通次表面穿通发生在远离表面的衬底内。在足够高的Vds下，漏-衬耗尽区与源-衬耗尽区在体内相连，发生次表面穿通。增加Vds降低了源-衬势垒，导致毁坏性的漏极电流。减小这些效应的典型方法是尽可能增加衬底掺杂、减薄SiO2，以及减小源/漏结结深。三迁移率退化可动载流子经历的平均x方向电场：00()()()xeffnxExdxEEnxdx∞∞==∫∫平均122xxeffEEEE+==平均20dxSiQEεε=01()effdnSiEQQξεε=+1xE式中，是Si/SiO2界面处垂直于表面的电场，是耗尽层界面处垂直于表面的电场。对于n沟器件：＝0.5，P沟：＝0.25-0.32xEξξ则：120nxxSiQEEεε−=)(thGoxinvVVCQ−−=∵(2)doxthFBFQCVVφ=−−−(2)0.5(,FBFZVVVφ+≈令：＝经验常数）/3sioxεε=()63GththzeffoxoxVVVVttε−−=+则：迁移率与Eeff的经验方程：001(/)effveffEEµµ=+↓↑↑↓>=
参数
转速和进给参数表a氧化沟运行参数高温蒸汽处理医疗废物pid参数自整定算法口腔医院集中消毒供应
。三迁移率退化1.01.01.6ν0.350.70.67E0（MV/cm）290160670µ0（cm2/Vs）空穴（n+多晶硅栅pMOS）空穴（p+多晶硅栅pMOS）电子(nMOS)表一各匹配参数值∫−=DSinvDVVydVyQLWI)()]([µ迁移率理论模型)(1)(0yEyxnnΘ+=µµ2)()()(0yEyEyEsisx+=（1）（2）)()(0yEyEoxoxssiεε=)]()([))(()(0yQyQyVVCyEdinvSFBGoxssi+−=−−=⇒φε（3）)()()(yrCyQyESoxdsisiφε=−=))()((2)(yyVVCyESSFBGsioxxφγφε+−−=⇒条件：用与场Ex(y)有关的µn计算的ID＝用µeff计算的ID))()((ydVyQWdyIinveffD−=µ右边：（4）))()((21)())((0yyVVCydVyQWdyISSFBGsioxinvnDφγφεµ+−−Θ+−=左边：（5）)())(()])()((21[0ydVyQWdyyyVVCIinvnSSFBGsioxD−=+−−Θ+µφγφε（6）∫=+−−Θ+LeffnSSFBGsioxLdyyyVVC00]})()([21{µµφγφε（7）)(2yVFS+=φφLVVdydVSD−≈(线性近似)，则有：注意：迁移率理论模型迁移率理论模型]})2()2[(3222{])(2)([])(2)([2323220SFDFSDSDVVFSDLFVVVVVVLdVyVyVVVLdyyVyVDS+−+−−−=+−−=+−∫∫φφγφγφγ（8）])2()2(3222[21232300DSSFDFDSFthGsioxeffnVVVVVVVC+−+++−+−Θ+=φφγφγεµµ（9）SFDSSFDFVVVV+≈+−+φφφ223)2()2(2323（10）)22(21)22(21000SFSthGsiOXnSFFSthGsiOXneffVVVVCVVVVC++−−Θ+=+++−−Θ+=φγεµφγφγεµµ（VD很小）)22(0FSFththVVVφφγ−++=)(210SthGsioxneffVVVC−−Θ+=εµµ注：（11）)(10SthGneffVVV−−+=θµµ01()neffGthVVµµθ=+−(0)sV=，则有：令：sioxCεθ2Θ=（12）迁移率理论模型四．速度饱和sateffEEE+=1µυE≤Esat2effsatEµυ=E>Esat在表面沟道区，电子饱和速度是6～10×106cms-1，空穴饱和速度是4～8×106cms-1测量的表面速度可由一数学表达式表达(分区模型)：五．短沟道MOSFET漏极电流短沟模型：1）迁移率的降低；2）速度饱和；3）沟长调制；4）电荷分享；5）热载流子效应；6）源/漏串联电阻效应)()(yyWQIinvDSυ=1、非饱和区IDS-VDS：)]([)(yVVVCyQthGoxinv−−−=sateffthGoxDSEyEyEyVVVWCI)(1)()]([+−−=µdydVyE−=)(对V从V＝0到V＝VD积分：LEVVVVVLWCIsatDSDSDSthGoxeffDS+−−=11)2(µ(代入ν)五．短沟道MOSFET漏极电流LVEDSsat>>若:DSneffI为长沟器件的µµ=DSDSthGoxnDSVVVVLWCI)2[(−−=µ得：令：0=DSDSdVdI]1)(21[−−+=satthGsatDsatnLEVVLEV2.漏极饱和电流在D端，单位面积电子电荷：()invDoxGthDsatQCVVV=−−−satDsatthGoxDsatVVVWCIν)(−−=以速度νsat移动：)()(thGsatthGsatDsatVVLEVVLEV−+−=IDsat代入方法一IDS公式并采用饱和速度表达式：LEsat非常大时，VDsat收敛到VG－VthGDsatmsatVIg∂∂=3.跨导饱和区跨导：)(2)(22thGDsatmsatthGoxnDsatVVIgVVLWCI−=⇒−=µ长沟器件：)1()(GDsatoxsatmsatVVCWvg∂∂−=：考虑速度饱和短沟器件2)()2)((LEVVLEVVVVCWsatthGsatthGthGoxsat+−+−−=υ六.关于MOSFET等比缩小及短沟道模型的讨论LEVVVVVLWCIsatDDDthGoxnDS/11)2(+−−=µ1．非饱和区漏极电流较低的漏压区，IDS退化主要由迁移率减小引起：µeff代替µn2．漏极饱和电压(),()satGthDsatGthELVVVVV>>−≈−当时当L很小时，VDsat＝EsatL3．漏极饱和电流2)(thGDsatVVI−∝)(DsatthGDsatVVVI−−∝长沟理论：短沟理论：L↓→VDsat↓→IDsat↑若L→0，VDsat→0，IDsat趋向一定值：)(maxthGoxsatDVVWCI−=υ而长沟理论预测：L→0，IDsat→∞thGDsatthGDDsatVVVVVIIK−−−==max1定义一理想因子K1：实际IDsat与IDmax之比：薄栅氧化物器件，减小L更有利于IDS的改进右图中对于极短沟道MOSFET的测量数据表明了减小tox所获得IDsat的改进。inmsatTCgfπ2=4．短沟MOSFET的速度小信号模型：长沟器件：WLCCoxGS32=Cin由CGS控制：（饱和区）24)(3LVVfthGnTπµ−=从而：)(342thGntrVVL−=µτ渡越时间：trTfπτ1=比较fT和τtr有：))((2thGoxnthGDsatmsatVVLWCVVIg−=−=µ0011()()LLtrynydydyVEyτµ==∫∫短沟器件：2)()2)((LEVVLEVVVVCWgsatthGsatthGthGoxsatmsat+−+−−=υ2)(4)2)((3LEVVLLEVVVVfsatthGsatthGthGsatT+−+−−=πυ)(thGsatVVLE−<<所以：对于短沟道：则：LfsatTπυ43=比较长、短器件的fT知，fT与L关系从L－2到L－1短沟MOSFET方程小结：63GththzeffoxoxVVVVEtt−−=+有效垂直电场：voeffeffEE)/(10+=µµ有效迁移率：2/satsateffEvµ=饱和电场：LEVVVVVLWCIsatDSDSDSthGoxeffD/1)2(+−−=µ非饱和区漏极电流：)()(thGssatthGssatDsatVVLEVVLEV−+−=饱和漏压：satDsatthGoxDsatVVVWCIν)(−−=饱和漏电流：]1)(21[−−+=satthGsatDsatnLEVVLEV1.11小信号模型)()]}(2[{yQyVVVCQdFFBGoxinv−++−−=φVG>>Vth,忽略Qd:)]([yVVVCQthGoxinv−−−=积分得到总电子电荷：dyyVVVCWQthGoxLinv)]([0−−−=∫)()()]([0ydVydVdyyVVVCWthGoxL−−−=∫dyydVyWQIninvD)()(µ−=因为1.11小信号模型)]([)(yVVVdyydVCWthGoxn−−=µ)]([)(yVVVWCIdyydVthGnoxD−−=µ从而DthGVoxninvIydVyVVVWCQD)()]([)(202−−−=∫µ∫+−++−=)(})(2(2)](2[{ydVCyVNqyVVVLWCIoxFaSiFFBGoxnDφεφµ得到：∫−−=DSVVthGoxnDdydVyVVVLWCIQ)()]([µ：再忽略∫∫−−−−−=DDVthGthGVoxinvydVyVVVydVyVVVWLCQ020)()]([)()]([1.11小信号模型2233)()()()(32thGDthGthGDthGoxinvVVVVVVVVVVWLCQ−−−−−−−−−=thGDsatDVVVV−==饱和时：)(32thGoxinvVVWLCQ−−=则：GinvGSdVdQC−=由定义：)(32饱和区得到：ovoxGSCWLCC+=1.12短沟道MOSFET的一些特殊效应一、多晶硅耗尽多晶硅与Si表面之间的电容不再是COX，而是：11−+SidpolyoxxCεxdpoly为多晶硅中耗尽宽度二、高-k栅介质(High-kdielectric)↑↑⇒↓=oxoxoxoxoxoxCttCεεε或0使用高-k介质材料可以
设计
领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计
实际膜厚较SiO2厚[tox=tSiO2(εox/εSiO2)]的栅介质来获得与SiO2相同的电学厚度（等效氧化物厚度EOT),即相同的电容值，从而在满足器件电特性要求的同时，有效解决大的栅极漏电问题。tox↓，栅极漏电增加！2007年1月，Intel采用革命性的金属栅＋高k介质MOS晶体管，制备出世界上第一只能工作的45nm双核微处理器（Penryn），它包括了4.1亿个晶体管；其四核微处理器包括8.2亿个晶体管。三、栅致漏极漏电(GIDL)效应电子通过带-带隧道机制，从价带到导带，产生电子-空穴对。空穴贡献给衬底电流，电子贡献给漏极电流。电流随负栅压增加而增加，这就是GIDL效应四、反短沟道效应五、反型沟道的量子效应有效栅氧化层厚度:,,oxoxeffoxphySittxεε=+∆六、漏致势垒降低(DIBL)效应1.13MOS晶体管数值模拟有限元技术进行数值模拟器件离散化成为一系列由网格元素连在一起的结点MOS晶体管的截面图计算机编码产生的网格漂移-扩散方程：nqDnEqJnnn∇+=µpqDpEqJppp∇−=µ泊松方程：)(),,(2−+−+−−=∇adsNNnpqzyxεφ连续性方程：)(1nnnUGJqtn−+•∇=∂∂)(1pppUGJqtp−+•∇=∂∂SRH复合：)]exp([)]exp([002kTEEnpkTEEnnnpnUtiinitipi−++−+−=ττ1.13MOS晶体管数值模拟1.13MOS晶体管数值模拟1.13CMOS(a)CMOSinvertercircuit(b)Layoutofap-wellCMOSinverter(c)Voltage-transfercharacteristicofaCMOSinverter.CrosssectionofcomplementaryMOSFETsforn-wellandp-wellCMOSinverters.1.13CMOSAtwin-wellprocessforCMOSVLSIapplicationsMOSFET参数及其抽取1.全局最佳化(GlobalOptimization)定义一参数ξ(和的平方根)来表示误差:22,,,12,,,()(,,......,)()iiiGDSBinGDSBiDVMpppVξ=−∑式中,Di表示在偏压下第i个测量值,Mi为相同偏置下(p1,p2,……,pn)作为参数时模型预测值,,,iGDSBVMOSFET参数及其抽取2.局部最佳化(LocalOptimization)(a)Measurementapparatus,(b)C-Vcharacteristicsusedtoobtaingatecapacitanceandgate-oxidethickness.(a)Measurementapparatus,(b)ID-VGcharacteristicsusedtoobtainthresholdvoltageVTatsmallVD.TheVTisdifferentatdifferentVB.MOSFET参数抽取2.局部最佳化(LocalOptimization)TheparasiticpnpandnpnbipolartransistorsareindicatedalongwithassociatedsubstrateresistorRxandwellresistorRw.TheRPEandRNErepresentcontactanddiffused-regionresistanceintheemitters.Crosssectionofap-wellCMOSinverterCircuitandschematicrepresentationofthecross-coupledparasiticnpnandpnptransistorsinp-wellCMOS.Latch-upequivalentcircuitincludingwell-to-substratecapacitorCpsandparasiticcurrentI0.Thedashedlinessurroundallelementsconnectedbetweenthewellandsubstratenodes.SimplifiedmodelforanalysisofgainrequirementsforCMOSlatch-up.CMOS倒相器CMOS倒相器制备工艺流程图Intel45nmPenryn处理器Penryn主要研发人员
浙公网安备 33021202002483