数据电缆的结构设计和性能控制概论

数据电缆的结构 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 和性能控制概论第一章概述我们一舟生产的数据电缆主要有UTP5Ｅ、、U/UTP　5E、Ｓ、ＵTＰ６、ＦTP　６、ＵTP6A、CAＴ３多对数电缆等常见的高频对称电缆。这些电缆都是采用单线对绞、对绞线成缆的结构。在这里，我分别对这种电缆结构作详细地分析。我们公司采用高速串联机以１200-140０m/mｉn的速度高效率的生产出绝缘芯线。然后根据不同线对的识别标志、绝缘厚度和导体直径将芯线有规则的绞合成一定节距的对绞线。数据电缆的线芯在工作状态下产生开放的电磁场。开放的电磁场将按照信号电流频率从低频到高频对外释放电磁能。也就是说，本来用于信号传输的电能以电磁场能的形式向网络线路周边的空间布点的释放出去。如果这些能量不经过必要的装置给予回笼那么用于传输信息的电流能量将迅速衰竭从而使信号强度无法与各种原因产生的噪音识别。同时因为电流能量衰竭也会使电子克服电阻壁垒的能力减弱,从而使信息传递减速。一旦信源到信宿的超过5120纳秒，那么信息处理器就会把脉冲信号识别为反射脉冲信号而不予处理。也就是说网络传递信息的功能失去了。因此，我们要采用必要的工艺设计来解决开放电磁场带来的这些影响。对绞结构普遍应用于数据电缆生产。在我们已经能够投产的CAT　7UTP电缆中我们采用的也是对绞线外拖包铝箔的屏蔽结构。在处理开放电磁场问题上，我们目前采用的是对绞结构和金属层（带、网)结构。在电磁场理论中，针对开放电磁场能量控制问题，大部分采用的是屏蔽和电磁场能量集中和均化的理论。在电缆设计中我们都能用到。后面第三部分中我还要详细论述屏蔽结构。为什么采用对绞结构能够有效的控制开放电磁场的能量释放呢?数据电缆中采用的细铜导体是这个开放电磁场中的两个电极。这两个电极就是电场的两极。两极之间积蓄了电场的能量。但在实际环境中,任何携带载流子的电介质都可以成为一个电极，大到恒星、星系小到一个空气粒子甚至是游离的离子。因此我们生产的电缆带电工作时是处于一个多电极的不规则的复杂的电磁场中的。如果我们不能正确认识电磁场的复杂运动形式我们就不能设计出高性能的数据电缆。在对绞结构中，我们要保证两个绞合在一起的芯线ａ、b相互之间的距离最近而且距离一致,才能保证芯线a、ｂ之间的电磁场能量大部分集中在两根芯线之间。然而在电缆内部还有其他三对芯线。因此电缆内部就有多个电极和磁极。因此尽量减小两根对绞线之间距离与线对之间的距离的比值对改善数据电缆近端串音、远端串音、衰减、等电平近端串音功率和等指标都是非常重要的。沿照这种思路,我们在线对之间加入骨架就增大了线对之间的距离而开发出了CAT6数据电缆。同时在线对之间加入介电常数与绝缘介电常数一致的骨架还会进一步均化电场减弱了电场能量集中也就降低了串扰的能量。对绞线利用邻近效应和交叉效应,保证了稳定的结构回波损耗参数和合理的衰减值。同时我们利用两根邻近导体传输同一种信号,对于其他线对来说,线对就是传输信号的理想载体。简言之,利用屏蔽结构采用一根导体就可以解决信号传输的问题。为了降低成本,我们采用两根导体对绞来解决了开放电场的问题。大家都知道不同线对尤其是邻近线对不能采用相近的对绞节距。在这里我把相关理论简单阐述一下。车间里众多设备制造的噪音让我们无法在车间清楚地听到手机的声音。这是因为声音是一种机械波。不同频率的机械波混杂在一起使手机声音的频率与其中的同一频率的噪声共振让我们无法识别是设备的声音还是手机的声音（手机的音乐频率是不断有规律变化的,因为车间噪音源多而使不同频段的声音都可以产生；声音的频段主要在20-20KＨZ之间）。只有手机的声音比噪音还大时,我们才会清楚地听到手机的声音。这种现象在电磁波中也是存在的。为了降低这些共振感应效果,我们要让同一频段的电流不能同时出现在同一段电缆中。也就是说当同一频段的电流在电缆的同一段出现时它们会相互进入对方的导体尤其是能量较大的信号进入导体会让对方信源处理器误认为这是自己发出的信号。也就是说,这样增加了信号中的噪音。在电缆结构设计中，我们采用改变机械结构形式的方法来实现对电磁场运动形式的变化。采用不同的对绞节距,一是使信号在电缆内部运动的时间不同,二是使相同频段信号在同一电缆段中出现的概率减少,三是使电缆线对之间的阻抗有细微不同从而改变了信号传输速率、频率和振幅（也就是说即使相同的信号分别进入数据电缆的两个线对，线对中的信号速比、频率和振幅也会有细微差别)。为了配合这三种效果,我们还可以让不同线对采用不同直径的导体、不同厚度的绝缘等。M.法拉第在电磁感应理论中告诉我们，不断变化的电场产生不断变化的磁场,反之不断变化的磁场也能产生不断变化的电场。这里的不断变化是随着时间的推移电磁场有强变弱再由弱变强,这个变化过程如果是有规律的,那么这个电磁场的变化就有了规律的频率。我们按照这些理论可以知道数据电缆内部传输的1-１000MHZ数据信息电流，而且数据电缆内部至少有两组这样的高频数据电流。频率越高必然引起越高的感应电流和磁场，因此要提高数据信息的频段必须考虑高频感应的一系列问题。相关的结构微调在后面的主要性能指标部分给予介绍。对绞节距的大小是有技术要求的。根据电磁波传播理论，当阻抗沿传播方向上变化的周期小于等于八分之一波长时,电磁波将不易觉察到这种变化。因此,为了保证阻抗稳定在1０0±10Ω范围内，我们在选择对绞节距时最大对绞节距不能大于最高频率信号电流波长的八分之一。通过控制对绞节距保证了电缆的阻抗性能,同时也基本消除了绝缘偏心对SRL的影响。对绞过程中普遍采用了退扭工艺。退扭会造成单线细微的损伤并会造成特性阻抗不均匀。但是退扭（预扭）工艺使单线和对绞线产生了内在的预应力,当电缆在后续加工和布线过程中受到机械作用时预应力可以和作用力相持从而避免了不可预期的作用力对电缆结构一致性的破坏,保证了SＲＬ、阻抗等指标的稳定性。事实表明，退扭工艺有利于改善电缆的输入阻抗等性能。同时我也发现由于对绞节距不同，线缆内四对线组内在的绞合应力是不同的。这就容易造成成缆线的单组翘起和松弛变形,因此在成缆时要调整放线张力,并保证该张力大于线组内的预应力。数据电缆成缆节距一般控制在最大传输脉冲电流波长的1/8以下。大节距成缆有利于提高信号传输速度、控制高频段电缆阻抗偏高的趋势，最重要的是降低生产成本。但是同时会造成结构回波损耗（SＲL）增大、回波损耗指标不稳定等不利影响。CAT7属于屏蔽星绞组电缆。7类数据电缆是我公司开发的优势新型产品,在传输频段上达到了０．7—１0００MHZ。由于7类缆采用了较好的铝箔分屏蔽结构代替了CAＴ　6、CＡT5E电缆的无屏蔽结构，因此７类电缆的高频电磁性能有了很大改观。７类电缆线对设计在一个相对封闭的电磁场中,比CAＴ　６、CAT５Ｅ的对绞结构解决开放电场的方法更完善一些。同时由此也对阻抗、近端串音(NEXT）、远端串音(FＥＸT)、等电平近端串音(ELNEＸT)、衰减（AＴＴ）、回波损耗（RL）和结构回波损耗(SＲL)、相时延(DＯP）、时延差（ＳKEＷ)等指标也带来了一些变化从而要求我们增大导体的直径、增大绝缘厚度和降低绝缘介电常数等。同时这些结构设计增强了电缆的抗拉和抗压的机械性能,使电缆在生产过程和安装使用过程中保持稳定的成缆结构。由于增大了导体直径和绝缘厚度，电缆的电气性能也有了很大改善。线组屏蔽使导体与屏蔽间的距离发生变动的幅度减小，线对内芯线之间距离因扭曲发生变化而对电缆性能的恶化大大降低。不足的地方就是生产成本大幅提高，在市场开拓失去了价格优势让用户更愿意接受CAT６、ＣAＴ5Ｅ这些价格较低但能够满足使用要求的电缆。目前我公司在ＣAT７电缆上还处于开发阶段。在高频性能改善和成本优化上面还要做大量工作。目前公司开发的350MHZ　CAT5Ｅ数据电缆是国际领先产品。这表明合理的调整电缆结构，采用低成本的五类电缆设计理念还有很大的带宽提升空间。对于和ＣAT７电缆的结构在其他方面的内容在后面的各工序设备性能介绍和各指标实现的论述中还有详细说明。如果条件允许，我们也可以采用芯线a与芯线ｂ粘连同时押出的方法生产线对。其优点是抗拉、抗压能力较强,电缆安装前后的结构稳定性和电气一致性好。绝缘相互粘连，单导体无法实现独立旋转,确保导体间距的一致性，而达到极其稳定的阻抗和线对间优异的平衡性能。线对的两导体中心距波动较小，因而具有较好的SRL值。另一方面，此充分利用了间距手段改善ＴEM传播的模式，故其线组间的串音也改善很多。但是目前我们的设备还不能实现这种芯线的高速生产。在高频下还是需要控制线对间距或者采用线对屏蔽技术的。但是因为采用了这种稳定的产品结构，可以使电缆的传输频段提高到1000ＭＨＺ以上。采用完善的发泡工艺还可以使用单根导体发泡绝缘线芯代替对绞线将频段提高到3ＧHＺ。但这需要采用更加完善的单芯屏蔽结构。第二章数据电缆主要性能指标控制因为数据电缆传输信号必须采用高频交变电流,所以高频交变的电磁场是必然要产生的。但是对于信号传输来讲，这种高频交变的电磁场带来的能量交换引起的信号能量的衰减、串音和反射回波等复杂的电磁运动就成为设计中考虑的重要因素。２.1　衰减在这种电磁场中引起衰减的因素很多，主要有三种类型:电介质衰减、屏蔽反射和感应涡流衰减、外电极感应形成复杂电磁场中的能量衰减。电介质衰减与介质的损耗角正切值、工作频率和工作电容有关,其值近似与频率成正比。一般电介质中的电磁偶极子、游离电荷、电离子或基团、材料电磁缺陷都会获得电缆中的电磁能量而将这种能量转变成自身的动能。一般这种能量转换是不可逆转的,也是电缆设计中必须重点考虑的控制因素。选用介电常数尽量小的绝缘材料、填充材料、屏蔽材料和护套材料等材料是频段尽量高的通讯电缆设计的首要课题。同时金属导体内部的电阻产生的衰减也是能量衰减的重要因素。因此我们在导体选料时选用导电率较高的９９.99%纯度的铜丝作为CＡT５Ｅ、ＣAT６、ＣＡT７数据电缆的导体。在一些对信号精度要求较高的高性能数据电缆中还可利用高频电流的趋肤效应采用镀银、镀金材料做导体。减小信号衰减对于提高信噪比是非常有益的。在复杂的数据电缆电磁场中，屏蔽材料还会产生感应电流。这种感应电流是金属屏蔽层中的不断绕原子核旋转的电子切割磁力线产生涡流电流并在金属屏蔽层表面形成电荷的积累。这种电荷积累会使电磁场分布更加复杂。因为信号电流频率和强度是不断变化的,所以金属屏蔽层上的感应电压也是不断变化的。电压发生变化后就会形成电荷流动。在FTＰ数据电缆设计中我们设计了一根接地线就是为了把这些电荷及时引走，避免电荷积累引起电场集中。同时我必须说明，屏蔽材料产生的感应磁场能量损失也是不可逆的。但是金属屏蔽层给数据电缆提供的相对完善的闭合磁场对于改善电缆衰减性能、回波损耗等指标所作出的贡献是远远大于这点弊病的。在非屏蔽电缆中临近导体对线组内电磁场能的吸收转换和反射散射对线对能量衰减的影响也是很大的。因此频段越高的电缆采用的屏蔽结构就越完善。光在不同的介质中传输的速率是不同的，会在不同介质界面上产生折射、反射,并产生能量传递和转换。电磁波（场)在阻抗不均匀的数据电缆中传输时也会在阻抗发生变化的界面上发生折射、反射、能量传递和转换，从而使向前传输的信号能量矢量减弱,使信噪比变小。这是沿网络线路介质、结构等不同而引起的“衰减”，这也是造成衰减曲线在高频下出现“波纹”的主要原因。这种“波纹”可能导致个别频率点上衰减不合格。同时它还会造成回波损耗在不同频率点上的反射回波累计能量值的极大变化。ﻫ　在设计中降低数据对称电缆衰减的主要途径是：ﻫa.选用介电常数和ｔgδ都低的绝缘料；b.　采用合理的绝缘型式,如采用泡沫实心皮或泡沫或皮-泡-皮的绝缘型式;ｃ.足量的导体尺寸、减小电缆结构偏差和缺陷。在实际工程测量中还要了解衰减常数计算的知识,衰减常数表示电磁波在均匀电缆上每公里的能量衰减值。它的单位为奈培Ｎp／km或分贝dB/kｍ（1Np＝8.686dB)。信号衰减通常是由金属导体中的能量损耗和介质中的能量损耗引起的信号能量减少而产生的衰减,在开放式数据对称电缆电磁场中,逃逸到电缆之外被外界电介质捕获的能量也是相当可观的。衰减常数α＝　式（２－1-１）(引自《电线电缆手册》）单位是ＮP/kｍ(１NP/km＝8.686ｄＢ/km)，其中R是电缆导体的直流电组,Ｇ是电缆导体的电导,L是电缆的对称回路电感，C是电缆的工作电容，ω是电缆中信号电流的角频率。五类和六类数字通信电缆在芯线设计理念上采用的是同轴电缆的原理尽管对绞数据电缆的电场不是同轴规则的。在高频下(0.6MHＺ以上)时，Ｒ<<ωL和G<<ωC。这时《电线电缆手册》同轴电缆的衰减常数计算公式可以简化为α=　式（２－1－2)，ＺC＝式(2-1-３)。虽然我认为这两个公式在高频下即ω值非常大时没有合理性和准确性,但是众多工程设计人员仍然乐意采用这两个公式作为电缆结构设计的依据。在数据对称对绞电缆中,因为Ｇ和L的值比较小，所以α=公式中后面的＜＜≈０。这时衰减常数近似可以看作α=式（2－1-４)。因此，降低直流电阻R和导体间工作电容Ｃ就是减小衰减常数α的有效方法。减小直流电阻R可以通过增大导体截面积、选用高电导率的金属材料。增大导体的截面积会造成工作电容增大。为了达到同时降低电容C的目的，我们还要同时按比例增大绝缘的厚度,以保证导体间工作电容保持不变甚至减小。减小导体间工作电容也可以通过采用介电常数较小的绝缘材料来实现。发泡绝缘工艺就是尽量采用空气绝缘的思路来降低绝缘体的介电常数的。在实际检测中，还是要参照权威的技术 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 来设定各规格电缆的衰减标准值。国内数据电缆行业普遍推行的《YG-T101９－２001数字通信用实心聚烯烃绝缘水平对绞电缆》通信行业标准、《ISＯ/IEC　118０1信息技术-通用电缆用户要求概要》、《PN-37２7　TIA/ＥIA-568－Ｂ.2-1标准草本——4对1００Ω６类数据电缆传输性能 规范 编程规范下载gsp规范下载钢格栅规范下载警徽规范下载建设厅规范下载 　》等标准对衰减、阻抗、回波损耗、时延差的检测标准线的确定是有切实的指导意义。下面是这些标准的相关资料。金属屏蔽对对称电缆衰减的影响是明显的。这将在生产工艺中继续详细介绍。下面分别对对称电缆在射频下的衰减常数按高频下的条件给出计算公式：无屏蔽对称电缆：α=式（２-１-5）屏蔽对称电缆：α=式(2－1-6）中,ｆ是频率(HZ）;dr是绞线导体的电气等效直径（ｍm);d是绞线导体的直径（mm);Ds是屏蔽内径（mm);a是对称电缆导体的中心距（ｍｍ)；εr是绝缘的等效介电常数；ｔgδr是绝缘的等效介质损耗角正切;Kρ１是导体的射频电阻系数；Kρ2是屏蔽的射频电阻系数；Kα是绞合导体的电阻系数,取1.25；Kβ是编织屏蔽的电阻系数，取2．０；K3是编织对阻抗影响的系数,取0．９8~０.99。１00Ω电缆的衰减（20℃）标准标定公式表２-１－1(选自《YＧ－T1019-20０1数字通信用实心聚烯烃绝缘水平对绞电缆》通信行业标准)永久连接数据电缆网络的最大衰减值表　表2-1-2选自《ＩＳO/IEC11801　信息技术-通用电缆用户要求概要》数据电缆网络信道的最大衰减值表　　表２-1-3选自《ISO/IEC11８01信息技术-通用电缆用户要求概要》　ClasｓA、ClassB、Class　C、Cｌass　D分别表示永久连接网络信道在０-100kHZ、０-1MHZ、0-１6MHZ、０-10０MHＺ的频段等级范围。《PN－3727ＴIA/EIＡ-56８-B．2-1标准草本——４对100Ω6类数据电缆传输性能规范》对cat　6数据电缆的衰减指标没有给出明确强制性要求。2．2　串音串音是造成信号噪音的主要原因,不论在数据电缆中产生杂乱电磁信号的电磁场来源于电缆的其他线对还是周围电磁场。就像前面举的例子，周围有很多设备都在产生声音,我们想听的手机声音就无法听清楚了。同样数据电缆中的杂乱信号太多,中央处理器对需要处理的信号电流就无法识别了。为了保证处理器能够及时有效的识别有效的脉冲信号，我们一般从以下几个方面入手：A、保证数据电缆作为信道的长度，一般在1０0米以内。信号在电缆中传输的距离越短,受到外在和内在电磁影响就越小；Ｂ、保证电缆有稳定一致的阻抗性能。实现稳定一致的阻抗指标，就要保证生产材料的稳定性、绝缘单线的均匀性、对绞线对称性和节距一致性，尽可能降低线对间电容不平衡；C、在高性能数据对称电缆中采用骨架、绕包、填充等方法尽量加大线对间的距离,同时保证线对两线芯紧密接触、中心距稳定;D、在选择对绞节距时最大对绞节距不能大于最高频率信号电流波长的八分之一,并且不同线对采用不同的对绞节距并适当拉大绞线节距的差异，以提高串音防卫度；ﻫＥ、还可以采用线对屏蔽技术。屏蔽层会产生感应涡流,需要适当增加绝缘外径以弱化感应电场的强度;ﻫＦ、另外,个别学术文件中发现有强调保证相邻线对维持ＴEM横向电磁场穿透式电磁波传输的平衡性也可有效地减少串音的论断。这也是高频对称电缆设计中可用的另一种理念。我们知道，传统对绞线结构的电缆中，在对绞线的中心有很强的电场，并有很大一部分泄漏于绝缘层外。如果将对绞线用与绝缘具有相同等效相对介电常数且损耗角正切值低的材料挤一层内护套（采用挤压式以保证圆整与缆芯接触密实)则大部分电磁场分布在绝缘和护套内,几乎没有电力线从绝缘体散发出去，因而从源头上减小了对相邻线对的串音。另一方面,电磁波在绝缘体周围的空气中传播速度比在绝缘体内的传播速度快就造成电缆内部电磁场的不均匀。电磁场产生沿传播方向的电磁矢量以及垂直于传播方向的电磁矢量,电磁场的不均匀性换言之阻抗的不均匀性会使垂直于传播方向的电磁能量增加从而引起串音增加。围绕线对的护套愈厚,串音改善就愈明显。然而，由于介质损耗的原因,用这种方式来控制串音会导致衰减增加，因为任何护套材料、绝缘材料中都含有电磁偶极子、带电基团和粒子。因为挤制内护套的工艺繁琐很少被厂家采用。但这种理念却可以应用在外被上，并会起到很好地改善串音的作用。为保证电缆的特性阻抗值需要增加绝缘外径或增加绝缘的发泡度,最终电缆的衰减并不会增加多少,有时反而略低。当串音得到有效控制时,即使信号衰减增加了但是能够进入电缆线对产生噪音的电磁波也减弱了，最终传输信号时的信噪比ＳNR增加了。为了尽可能降低衰减，采用此思路设计电缆时通常采用增大导体和绝缘厚度的方法。串音主要是由系统性耦合和机遇性耦合造成的。当原材料性能稳定一致结构均匀的情况下，机遇性耦合造成串音的影响就比较小。有时由于设备磨损、员工操作失误、绝缘厚度不均匀、导体直径不一致、绝缘偏心、对绞成缆节距不稳定等都会造成机遇性耦合。但在工程设计中着重考虑系统性耦合。解决好系统性耦合的问题主要是考虑如何确定导体直径、绝缘厚度、对绞节距、成缆节距,既确定成熟的生产工艺。计算多组电缆四线组的节距时，一般采用公式≠正整数(或正整数的倒数）　式（２-2-1）ｈ1、h2是第一组、第二组的扭绞节距；V、W是任选的正整数。在高频屏蔽电缆不适宜用这个公式。串音计算涉及到多个指标,其中近端串音值得计算公式是：《ＰN-3727TＩＡ/EIA-568-B.2-1标准草本——４对100Ω６类数据电缆传输性能规范　》中对CAT6类数据电缆的线对间近端串音损耗功率检测标准给出如下公式：　　式（2-2-2)　频率f区间为（０.77２ＭHZ，250ＭHＺ)标准同时给出CAT6类数据电缆线对间最差近端回波损耗指标如下：表2-2-１数据电缆在完成布线之后近端串音损耗值会发生变化,它的指标计算公式为:网络信道近端串音损耗值　式(2－2-３）NEＸTCＯNN是连接器组件近端串音损耗值:式(２-２-4)频率f区间为（１MHZ，250MHＺ）下面是近端串音功率和标准值的计算公式,我们可以与NEXTｃable、ＮＥXＴｃhａｎnｅl、NEXTpｅｒm-link的标准计算公式进行比较：式（2-2-5)式（2-2－6）　式（２-2-7）　　　《PN-3727TＩA/EIＡ-56８-B.2-1标准草本——4对100Ω　6类数据电缆传输性能规范　》给出永久性网络连接线近端串音损耗值的标准计算公式：式(2－2-8）我们可以看出网络的串音损耗值与网络信道（网络线）的串音损耗值是不同的。这是《ＹG-T1019－20０1数字通信用实心聚烯烃绝缘水平对绞电缆》通信行业标准给出的1０0Ω电缆的近端串音功率和PSNEXT的指标曲线公式图表:　　　表２－2－21００Ω电缆的近端串音损耗值ＮEＸＴ的指标曲线公式图表　表2-2-３《ISＯ/IEC　11８0１信息技术-通用电缆用户要求概要》标准给出的串音损耗标准是主要频率点上的串音损耗值。本文主要论述数据电缆设计和性能，因此在本文不做赘述。２．3阻抗和回波损耗阻抗、回波损耗与电缆的原材料和结构是息息相关的，均匀稳定的原材料和产品结构才能保证生产出具有稳定一致的阻抗和回波损耗值的数据电缆(参见第一部分的论述）。在本部分我们一起熟悉阻抗和回波损耗两个重要性能。回波损耗是布线系统阻抗不匹配产生的反射能量，对双向传输的影响是很大的。回波损耗以反射信号电平的对应分贝(dＢ）来表示。在实际布线网络测试中，应当按照AＳTMD４566标准及其附件G的要求对网络的回波损耗进行测量。连接硬件所有线对的回波损耗按照附件E的要求进行测量。模块化跳线所有线对的回波损耗按照TIA/EIA　5６8．Ｂ２－1附件标准J的要求测量。回波损耗ＲL的计算公式如下:式（2-３-1）其中p是反射系数。Z１是入射波阻抗,Z2是反射波阻抗。《ＰN-37２7TIA/EIＡ-5６８－Ｂ.２-1标准草本——4对100Ω6类数据电缆传输性能规范》中给出明确的6类数据电缆回波损耗须达到的标准。1-250ＭHZ数据电缆６类线水平电缆回波损耗符合下表:　表2-3-1频率(MHZ）回波损耗（ｄB／100ｍ）１≤ｆ<1020+5lｏg(f)10≤f＜202520≤ｆ≤250２5－7lｏg(f／２0)１-25０ＭHZ数据电缆6类线标准电缆回波损耗符合下表：　表2-3-2频率（ＭHZ)回波损耗(ｄＢ/100m)1≤f<１０２0+５log（f)１０≤ｆ<2０2520≤f≤25025-8.6loｇ（ｆ／２０）6类连接硬件回波损耗如下表：　　　　　　表2－3-3频率(MHＺ)回波损耗(dB)１≤f<503550≤f≤２5024-20log(ｆ/100）模块化跳线回波损耗如下表：　　　　　　　　　表　２-3－４频率(MＨZ）回波损耗（dＢ）1≤f<２025２０≤f≤2５025－10log(f/2０）６类布线信道回波损耗如下表：　　　　　　　表2－３-5频率(MHZ）回波损耗(dB）1≤f＜201920≤ｆ＜４02４-5log(f）　40≤f≤２503２－１0lｏg(ｆ）　6类模块永久连接回波损耗如下表:　　　　　　表2-3-６频率(ＭHZ)回波损耗（ｄB)１≤f<２０２120≤ｆ＜4026－5ｌog(f)4０≤f≤25０34－10log（f）《YＧ-T１019-200１数字通信用实心聚烯烃绝缘水平对绞电缆》通信行业标准1０0Ω电缆的回波损耗dB　表　2-3-7《ＹG-T1019-200１数字通信用实心聚烯烃绝缘水平对绞电缆》通信行业标准100Ω电缆的结构回波损耗ｄB　表2-3-８在《IＳO/IEC１1801　信息技术-通用电缆用户要求概要》中介绍的最高等级电缆是cａt5，与上述标准重合,故在此不作专门介绍。在射频对称电缆二次传输参数阻抗的计算中，我们首先要掌握特性阻抗的计算。在这里参照高频简化公式式(2-3－2）推出无屏蔽对称电缆特性阻抗计算公式和屏蔽对称电缆计算公式：无屏蔽对称电缆计算公式：式(２-3-３)金属层屏蔽对称电缆特性阻抗计算公式:　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　式(２－3-4)a是两导体的中心距(ｍm）;ｄ是中心导体直径（ｍm）;Ｄa是外导体平均内径（ｍm）。屏蔽为编织结构、中心导体为绞线结构的对称数据电缆特性阻抗计算公式:　　　　　　　　　　　　　　式(2-3-5）Dt=K1d,K1是绞合系数;Ｋ３是编织影响的 经验 班主任工作经验交流宣传工作经验交流材料优秀班主任经验交流小学课改经验典型材料房地产总经理管理经验 修正系数,可取0．98——0．99。　　特性阻抗是反映数据电缆电磁信号传输一致性的重要参数。因此，数据电缆具有均匀一致的特性阻抗对保证电缆具有良好的结构回波损耗性能有着重要的意义。通过下面论述,说明两者之间的关系:特性阻抗是电缆回路上任意点电压波与电流波之比,并有　式（2-３－6）式中R、L、G、C分别为对称回路的交流电阻、电感、导体间介质电导和导体间电容;ω为信号的角频率。由传输理论知,当频率超过一定值时(例f　＞３０kHz时）,特性阻抗Ｚc可由下式算出。式（２-3-7)回路电感:　式(２-3－8)回路工作电容:　　式(2-３－9）式中:ﻫ   　λ——线对总绞合系数;ﻫ   a——两绝缘导线间的距离（mm)；ﻫ   d——单线的导体直径(mｍ);ﻫ　εD——相对介电常数；ﻫ   φ——绞合方式的修正系数；ﻫ  的特定函数（随频率的增加而减小）　　在高频下无屏蔽对称电缆的特性阻抗近似表示为　　式（2-3－１0)式中εe值与绝缘材料、绝缘类型、线对间填充介质的相对介电常数有关;a为回路两导体的中心距；d为导体直径。2－3-1０式较完善的阐述了原材料电气性能、电缆各组件结构尺寸对特性阻抗的影响，是对工程设计比较有指导意义的公式。通过该式,我们可以看出增大导体中心距、减小导体直径可以增大产品阻抗。而且产品的特性阻抗遵守对数函数的数理逻辑,既无论怎样调整产品导体中心距和减小导体直径产品的阻抗总不会超过一个上限（在S>ｄ时)。这个公式告诉我们当S=d时，产品的特性阻抗可以为零。也就是两个导体接触在一起时产品特性阻抗为零。在实际中常用输入阻抗Ziｎ来表述电缆的特性阻抗。其定义如下:　　　式(２-3－１1)式中Ｚ０为终端开路时的阻抗测量值；ZS为终端短路时的阻抗测量值。另外大连通信电缆厂的姜廷运工程师在《关于改善数字电缆输入阻抗的探讨》 论文 政研论文下载论文大学下载论文大学下载关于长拳的论文浙大论文封面下载 中给出了一个计算输入阻抗的计算式，我认为对工程设计有较大的帮助，在这里一块介绍。式(2-３-12)γ——电缆的传播常数；ZH——负载阻抗；l——电缆的长度；Ｚc——特性阻抗。由于电缆结构的不均匀性，信号在传输过程中会产生波的反射，反射波在某些频率点相互迭加，当反射波幅值极大时，电缆的传输性能会在这些频率点上甚至整个频宽范围内急剧恶化。因此，输入阻抗频率扫描曲线是一条起伏颇大的随机分布曲线。通常用结构回波损耗来描述这种波动情况。结构回波损耗ＳRL定义如下:　式(2-3-13）式中Zm为拟合阻抗。由此定义可见，SRL实质是描述Zｉn围绕Ｚm波动大小的一个指标。引起Zｉｎ波动的原因是电缆部件存在着机遇性或周期性的结构偏差或缺陷。如绝缘外径波动、导体直径波动、绞对时绝缘单线在节点处周期性压伤,绝缘发泡不均匀、绝缘偏心及导体或绝缘不圆时绞对过程因单线的自转造成导体中心距S呈周期性波动等。其中周期性的结构偏差或缺陷对ＳRL危害最大。下表是衰减常数α、相移常数β、特性波阻抗Ｚc在不同频段的计算公式:表　2-3-9结构效应,是指电缆的结构元件的结构要素,是不均匀的,并在不均匀点处引发电磁波反射的现象。在实际使用中,由于电缆的长度很短（l＜１00m）,电缆在制造过程中又不可能做的绝对均匀，因此实际的电缆线路100％都是不均匀的。而每一个不均匀点都将必然不同程度地引发电磁波的反射。这时在线路始端测得的电压Ｕ0应为入射电压波Ｕ入和反射电压波Ｕ反之和，即:U0＝U入+U反;同时测得的电流I0应为入射波电流I入和反射波电流I反之差，即:I0＝Ｉ入-I反。此时的输入阻抗Zin可用下式计算:　　　　　　　　　式（2－3-１4）ﻫ　从物理概念上来说，由于线路具有衰减常数α和相移常数β,电磁波在传输过程中，幅值和相角必然会发生变化。因此当反射波在始端与入射波相叠加时情况就变得非常复杂:在某些频点上可能同相位，在有些频点上可能是反相位，于是有些U入＋U反为最大而Ｉ入－I反为最小，在另外一些频点上情况完全相反,或在两者之间交互出现,而使Zin的频率曲线发动不对称无规则的波动——这是导致输入阻抗频率特性曲线波动的主要原因。　　从上式中我们可以清楚地看出:输入阻抗波动范围的大小取决于反射波电流的大小，若Ｕ反、I反均为零(无反射时)此时Ｚ入＝Ｚc；而U反、I反的幅值越大，β越大输入阻Ｚin的波动就越大。数据电缆最基本的结构元件是绝缘单线和绞合线对，电缆基本的结构元件示意图如下:图２－3－1绞合线对截面图图２-3-2绝缘单线输向示意图前面我们已经叙述过,输入阻抗Zｉn波动的大小主要取决于反射波辐值的大小及衰减常数α和相移常数β，其中起主导作用的还是反射波辐值的大小,我们用反射系数Ｐ来表示反射波的大小。反射系数P有两种情况:ﻫ   由于负载不匹配引起的反射系数：Ｐ负＝　　　式（2-3－１5）由于特性阻抗ＺＣ不相等引起的反射系数:PZＣ＝　式（2-３-1６)　因负载不匹配引起的反射前面已经说过了,这里主要分析各段电缆的特性阻抗Zc不相等与反射波大小的关系。特性阻抗与输入阻抗是不同的两个物理量。特性阻抗Zc与输入阻抗Zin只是在电缆线路是均匀且无反射波存在时在数值上是相等的。由于测量原因只有将输入阻抗Zin的实测结果,用数学方法进行函数拟合而得到的拟合函数渐近线,在一定精度范围内,才可以用来代替特性阻抗Zc的频率特性曲线,而用于设计和参数调整的目的。ﻫ　在电缆的制造过程中,要保证结构元件各要素如：导体直径d、绝缘外径D、两线间的距离a、导体与绝缘层的同心度等各要素都1０0％的均匀是不可能,如图5所示的绝缘单线在某一点（或区段）前后直径不相等的情况，在实际制造中是相当普遍的。这一点前后直径的变化将导到该点前后的特性阻抗不相同,即Ｚc1≠Zｃ２。由式（３－9）可以看出,Zｃ1与Ｚｃ２的差越大反射系数Pzｃ也就越大,因而反射波也就越大反射系数越大,此时的输入阻抗波动就越大。从前面的叙述中我们可以看出,导致输入阻抗的恶化有三个较大的方面:ﻫ   其一:元件结构要素制造过程中的不均匀；ﻫ   　其二:工艺要素的不均匀；   其三：原材料性能及色母粒的分布不均匀。　因此,各结构元件的要素和工艺参数应控制在一定的范围之内以保证结构稳定和性能均匀一致,例如:ﻫ　　导体直径ｄ:应控制在±０.０01(ｍm)，且几何要素应正确;　绝缘外径D:应控制在±0．00２(mm）,且几何要素应正确；   导体与绝缘层的同心度:应控制在≥9０％;   导体的软化:应控制在±２％;ﻫ   　绞对成缆放线涨力:应控制≤２　N;ﻫ护套松紧应均匀一致。2.4相延时和延时差信号电流在数据电缆中传输时，会受到诸多因素的影响而降低电流的传输速度、电流的强度(幅值）和频率。这些因素对信号的改变不仅会造成信号干扰、衰减增加、阻抗不均匀，还会造成脉冲的相位改变、传输时间增长。改善相延时和延时差,最终有利于延长网络电缆信道的长度，提高信号带宽。《ＹD／T1019－２０0１数字通信用实心聚烯烃绝缘水平对绞电缆》通信行业标准对相延时和延时差做出详细说明。我们首先了解信号传播速度。传播速度为信号在电缆中的传播速度,以ｍ/s表示。传播速度也可以用波速比表示。波速比是电波在电缆中传播速度与波在真空传播速度之比,后者取２９9７9２４５8ｍ/s。传播速度通常由相角和角频率确定。传播速度(相速度)由下式确定：VP＝　　　　　式（２－４-1）ｆ为波频率；β为相移常数;ω为角频率。传播速度也与电缆的有效介电常数εD有关：　　　　　　　　式（2-4-2)如下是各频段上传播速度的计算公式:表2-4-１相延时定义为电缆长度与传播速度之比,即信号在电缆中传输需要的时间。　　　　式（2-4-3）T为相延时,单位为ｓ;L是电缆长度,单位为ｍ；VP是传播速度，单位为m/s。《YD/T　１01９-2０01数字通信用实心聚烯烃绝缘水平对绞电缆》通信行业标准对相延时提出明确的范围要求：　　式（２-4－４)　T是相延时,单位ns/100m;f是频率,单位MHZ。相移常数在频率f>30kHZ时,可以采用下式计算:　　式（2-4-5）时延差又称相时延差和相偏斜(skew),定义为电缆任意两线对之间的相时延的差值。时延差由下式确定：式(２－４－6）中：ᅀＴ为时延差，单位为s；VP１是第一对线的传播速度,单位为m/s；ＶP２是另一对线的传播速度,单位为ｍ/s;L是电缆长度，单位是m。《YＤ/T　１0１９-20０1数字通信用实心聚烯烃绝缘水平对绞电缆》和《PＮ-３72７TＩA/EIＡ-568-B.2-1标准草本——4对100Ω6类数据电缆传输性能规范》通信行业标准对数据电缆在频率>100MHZ时要求两线对间的最大延时差不大于45ns／１00ｍ。《PN-3727　ＴIA/ＥIA-568-B.2-1标准草本——4对100Ω6类数据电缆传输性能规范》给出了６类数据电缆最大相延时、最小速比、最大延时差的具体指标,可以作为其他两个标准的补充。100Ω６类数据电缆相延时和延时差的标准范围（２0℃±3℃)表2-4-2相时延是决定高频对称电缆通信距离的关键参数之一。有些通信协议对数据帧的最小长度有明确规定,如果链路的相时延过大(与电缆的相时延和链路上设备延时有关），在冲突发生时容易造成数据帧的丢失。从传播速度可知使用等效相对介电常数较小的绝缘结构是降低相时延的重要途径。线对间的相时延差过大会导致并行传输数据时帧的错误。减小线对间总的绞合系数差值或调整绝缘发泡度或微调绝缘外径是解决相时延差的主要措施。解决时延差主要考虑如下因素:１．信号在双绞线中传输时，会由于电阻和电容的原因而导致信号衰减或畸变。累积的信号衰减将不能保证信号稳定地传输。　２.信号在导线传输过程中既会产生彼此之间的相互干扰，也会受到外界电磁波的干扰,当背景噪声过大时，误码率也将随之而增高。3．以太网络所允许的最大延迟为512比特时间(1比特时间=１0纳秒)。也就是说，从信号发送到最后得到确认的时间不能超过5１2比特时间,否则,将认为该信号在传输途中丢失，没有到达目的地。因此,最大延迟时间也在很大程度上制约着信道长度。4.根据IEEE８02．3标准要求,集线设备和网卡端口的ＰHY芯片只保证驱动１00米的铜缆,对更远的传输距离则不作保证。当双绞线信道长度超过100米极限时,轻则导致传输速率大幅下降、网络延迟明显增加、网络应用无法保障,重则无法实现与远程终端的通信,甚至导致网络瘫痪。也就是说,当布线长度超过100米后,就应当采用光纤取代双绞线。通过选择优质的布线产品和网络设备，可以最大限度地减少信号衰减和延迟时间,从而将信道长度延伸至150米。1.优质布线产品　综合布线中的所有组件和接插件都会影响到整个信道的电气性能,进而最终影响信道的长度。因此，对于那些传输距离较远的信息点，不仅应当选择具有良好电气性能的配线架、信息模块、端接跳线、双绞线和水晶头,而且还必须采用同一厂商的产品,使之完美地相互匹配和兼容，保证阻抗的稳定性和ＥMC性能，降低信号衰减和传输延迟,减少误码率，取得最佳的通信效果。超五类或者六类非屏蔽系统都是非常好的选择。　另外，必须严格按照施工要求实施水平布线，严禁对双绞线进行挤压、扭曲、打折,避免影响其固有的电气性能。跳线应当尽量选择制式产品,自己手工压制的跳线往往工艺有问题，水晶头质量也不过关。最后,接插件之间的连接一定要紧密,以最大限度地减少信号损耗。注意：如果没有采用综合布线,而是直接使用跳线将计算机连接到集线设备，那么，也可以通过在计算机端以端接信息插座的方式，获得10米左右的延长距离。　２.高品质的网络设备高品质的网络设备除了可以保证驱动100米双绞线外，往往还有余力驱动更长的铜缆，可以将信号传输至更远的距离。因此，集线器、交换机和网卡的选择对传输距离也有着非常重要的影响。实验表明,国际知名品牌的网络设备往往能够到达更远的距离。如Neｔ-３８2４NS交换机采用CRC校验削减错误帧，拥有超强容错能力，明确表示可以支持150米传输距离。　　3.降低传输速率传输速率越高,对线路质量的要求越高,传输距离也就越短。因此,适当地降低传输速率，把网卡和交换机的速率由10０Mbps降为10Ｍｂｐｓ，工作模式由全双工降为半双工,也可以在很大程度上扩展信道长度。若欲将网络延伸至比150米更远的距离，只有借助专用的网络设备才能实现。　　1.延伸至７00米使用网络延伸器扩展网络是一种非常经济的解决方案，国内许多厂商都有生产,价格只比交换机稍贵一些,5端口还不到６０0元。网络延伸器采用ＬRE（Ｌoｎg　ＲｅacheｒEthｅrnet)长线以太网驱动技术，可以使1０Base－T的五类双绞线传输扩展至30０米~７50米(上联口400米、下联口３50米)。有些网络延伸设备还拥有远程供电功能,无须在中间位置接插电源，从而使网络的远程扩展变得更加简单。网络延伸器使用一个上联端口实现与局域网的连接，下联端口则用于连接远程计算机。　２．延伸至1５0０米在CiscoCataｌysｔ2950　LRＥ系列交换机中,提供了一种称作长距离以太网的新型创新技术，可以将以太网扩展到50０0英尺(152４米)的距离。它是一种极为强大且易于部署的解决方案，适用于超远程、节点分散的网络环境。在全双工状态下，每端口拥有5到１5Mｂｐs的带宽,从而为远程节点提供远程快速接入,实现Ｉnｔerｎet连接共享、交互式游戏、视频点播(VｏD)、IP电话等各种网络服务。这种交换机甚至可以不必使用五类非屏蔽双绞线，而通过现有电话线即可执行全部功能，也就是说,即使只有一条电话线也能够安装ＬRE。不过，每个端口都应当安装一个Cisco　LRＥ客户端设备(CPE),用于实现与以太网的桥接。　《ISO/IＥC１1801　信息技术-通用电缆用户要求概要》参照IEＣ6１9３5－1给出相延时和延时差的测试标准，在这里给予介绍。表2-4-3永久式连接最大相延时　表2-4-4单信道最大相延时表　2-４-５永久连接最大延时差表2－４-6　单信道最大延时差第三章网线在TＩA/EIA　568.Ｂ２与ＴIA/EIＡ５68.A中色对连接的差别标准568A:绿白－-1，绿--2,橙白--3,蓝--4，蓝白－-5，橙--6，棕白－-7，棕－-８。标准568B：橙白--1，橙－－2,绿白--３，蓝－-４，蓝白-－5,绿--6，棕白-－７，棕—8。（目前多用５６８B）ﻫ　　１、2线芯为发送数据,3、6线芯为接收数据,如果要是做交叉线就是一端为56８A,另一端为56８Ｂ插到2台电脑就可以互通了。1000M网线如6类网线制作接头时,直通线要采用T56８B的接线方式,交叉线就不一样了　。传统的百兆网络只用到４根线缆来传输，而千兆网络要用到8　根来传输,所以千兆交叉网线的制作与百兆不同,制作方法如下:1对3，2对6,３对1,4对7,５对８,6对2,７对4，８对5　。即一端为:白橙、橙，白绿、兰，白兰、绿，白棕、棕;　另一端:白绿、绿，白橙、白棕、棕，橙,兰，白兰。　　　　　　　　　　　　选自《ＩＳO/IEC118０1信息技术-通用电缆用户要求概要》选自《ＩSＯ/IEＣ１1801　信息技术-通用电缆用户要求概要》引录上图主要为了介绍T56８B接线方式白绿／绿线对在接头中的交叉布线情况。满负荷运作就是达到10００Mbps带宽流量，所以传输的数据就是1０00Mbps/8=12５MBps。１25MBps是每根网线导体的数据传输流量。　下图为智能建筑(小区)的配线柜:【选修资料】近端串音（NEＸT)是一种当连接器被安装到双绞线上时,出现的错误状态。近端串音通常是由交叉或变形的电线对所产生的，但错误的状态并不要求电线变形到暴露出内部导线的程度。相反，两条导线只要足够的接近以致于从一条电线放射出来的信号能与在另一条线路上传输的信号相干扰。大多数的中高端电缆测试器就能够测试出NEXT错误。ﻫ1、串音机制串音是由高频信号所引起的电磁场交互作用而产生的;包括芯片（Cｈip）内部、ＰＣB（ＰｒinｔedCircｕitBoａrｄ)板、链接器（Cｏｎnector)、芯片封装,以及通信电缆中,都可能出现。过度的导线耦合，即串音噪声过大时,将造成不良的影响有:ﻫ1.改变信号的完整性2．改变传输线的时序(tiｍing）3．改变传输线的特性阻抗。针对以上所提的串音问题,可以利用ＳＰＥED２000或是HSPICE进行时域模拟与分析,观察其在电路板上的电气特性行为。图1.1为两耦合导线间的等效电路架构，导线1代表干扰线、导线2代表受扰线。在此已考虑了传输线效应,所以可用离散模型以一个（）LC网络来描述耦合传输线的结构,实际上等效电路应包含R、Ｌ、G、C四个组件,但因此处暂不考虑传输线损耗的情形下,所以只需考虑Ｌ、C两组件即可。值得注意的地方是整条传输线应是由不断延伸多对的LC网络所组合而成的,并非只有一段Ｌ、C电路（此方式有一个要素就是每个LＣ网络的导线延迟时间须远小于信号的波长或是上升时间　)。由图可看出两耦合导线间的等效电路中存在着互感（Ｌm）、自感(Ｌs）、互容(CM)与自容（Cs）。ﻫ　　图1.1耦合导线间的等效电路架构互感Lm感应电流从干扰线到受扰线,感应电流是因为磁场的缘故。事实上，如果受扰线很邻近于干扰线，那么磁场将传递到达了受扰线（如图2.2所示)，受扰在线便会感应出电流噪声。互感Lm注入一个噪声电压到受扰线,噪声电压的大小取决于干扰线电流对时间的变化率。其计算式为：ﻫ-------－-－－----－----－--－-(１）的大小和的变化率成正比。Lm则是和导线间回路的距离成反比;导线间距越大,Lm越小。ﻫ　图１．２磁场的分布互容Cm感应电压从干扰线到受扰线,感应电压是因为电场的缘故。基本上，如果受扰线很邻近于干扰线,那么电场将传递到达了受扰线（如图１．3所示)，受扰在线便会感应出电压噪声。ﻫ　图1.3电场的分布ﻫ　互容Cm注入一个噪声电流到受扰线,噪声电流的大小取决于干扰线电压对时间的变化率。其计算式为：－------－--－---－-------（2)的大小和的变化率成正比。Cｍ则是和导线间的距离成反比；导线间距越大，Cｍ越小。此外,在多导体的系统中,则必须考虑电感和电容系数来全面评估传输线的电气特性。而用以描述反映寄生耦合效应影响传输线系统性能的典型方法便是，电感矩阵和电容矩阵(被通称为传输线矩阵　)。在此举一个实际PＣB板上两导体的例子来说明电容与电感矩阵。参照(图1．１)。ﻫCaｐａcitanｃematriｘ             Induｃtancematrix其中,,,所以可知若有Ｎ个导体，则其矩阵应改写为:由于目前大部分的数字电路中，要求时序控制时间已达到pｓec的范围。因此，在这些系统中,各种组件相互链接的导体不应再只被看作是一根简单的导线,而应将视之为呈现了高频效应的传输线。如果这些传输线没有经过合理的设计,而仍然以低频的角度来看待这些传输线,那么　２、串音噪声分析串音是由于临近两导体之间的互容和互感所引起的。因而在临近传输在线引起的感应噪声大小和他们之间的互感和互容大小都有关系，而其大小是由两导体的几何参数与介质系数所决定。串音噪声一般分为两种：近端串音（Nｅar-ＥndＣroｓsｔalk）和远程串音(Ｆaｒ-EｎdCｒoｓsｔalk)。近端串音是指在受扰在线靠近干扰线的驱动端的串音(有时候也将这个串音称为后向串音(Baｃｋwarｄ　Crosstaｌｋ)。将受扰在线靠近干扰线接收端方向的串音称为远程串音(有时候也称为前向串音(FoｒwaｒｄＣｒｏｓstalk)。如图２.1所示,如果一信号进入导线1,由于互感Lm互容Ｃm的作用,将在导线2上产生感应噪声电流，而由互容引起的电流经由两导体间的电容分流后分别向受扰线的两个方向流动，远程和近端。而由互感引起的电流从受扰线的远程流向近端，这是因为互感是由磁场所引起产生的以及因为冷次定律的关系,所以会使得电流总是与干扰线中的电流方向相反。ﻫ图2.1互容互感引起的串音电流示意图　　当时间t=ＴD时（表示干扰线的延迟时间），信号上升缘由导线1传播到达右边端点,而当时间时，最后的近端噪声信号才会传递到达受扰线的左端,因为它必须传送整个导线的长度返回。延迟时间(TimeDelay)的计算式:-－-－--－-－--－－－－－-----－--－--－－--－-(3)X表示导线的长度,L、C表示每单位线长的自感值、自容值。近端串音其波形开始于时间ｔ=0,且持续两倍的延迟时间（2TＤ)。而振幅的大小为近端串音系数和输入电压（Vｉ)的乘积（如图２．２)，其近端串音计算公式为：ﻫ-－-－－-----－－-－------－---－--------（4)图2.2近端串音波形　ﻫ　　远程串音开始于一倍的延迟时间之后（ｔ＝TD)，且持续大约为导线的上升时间(rｉse　tｉme；ｔr)。而振幅的大小为远程串音系数和输入电压的乘积(如图２.3)，其远程串音计算公式为：--－-----－------－-－－--－--------(５)ﻫ图2.３　远程串音波形ﻫ　　由式(4)、（5）可以知道，近端串音噪声大小与电容(感)系数有关,而波宽与导线长度有关;远程串音噪声的大小与电容(感)系数、输入信号的上升时间与导线长度有关。上述的情形都是假设在传输线阻抗匹配之下。假设受扰线的负载与传输线的特性阻抗不匹配，在此一条件之下的近端反射、远程反射必须加上一个串音电压的修正量（反射系数）,其计算式:-----－-－－----－-------－-----－-　(６)Z0是指导线的特性阻抗（ChaｒａcｔerｉsticImpedancｅ)计算式为:－----－----－－-－---－--－--－---－－（７）ﻫＬ、C表示每单位线长的自感值、自容值。是受扰线的串音在近端或远程非理想状态下被调整过后的值,为受扰线的负载，Ｚ0是传输线的特性阻抗，是假设在理想状况(无反射)的近端或远程电压值。在不同的结构中,近、远程串音值都会有不同的变化，那是因为不同的结构决定了传输线中的耦合系数C、Cm、Ｌ、Lm这四个参数。在不同结构中这些耦合系数的变化趋势是一个设计者必须要知道的，因为这些认知可以于设计时间时考虑在内,可避免掉一些日后烦杂的Dｅbug程序。以下就针对（图2.4)的串音结构图，在微带线的结构中改变S（Ｓpacinｇ)、H（介质层高度)以及W（线宽）对串音值的影响绘制了曲线图以供设计时参考。ﻫ　图２.4串音结构图　图2.５　微带线结构中Ｓ与串音噪声的关系ﻫ　图2.６微带线结构中H与串音噪声的关系图２.7微带线结构中Ｗ与串音噪声的关系上述的讨论中，Source端都是输入一个理想的步阶信号，这是为了方便分析与探讨。当有了这些观念后，便可引用这些观念来探讨实际PＣＢ上的数字信号所造成的串音干扰。因为一个完整的数字信号有上升及下降时间，因此便不难想象到受扰在线之近远程串音噪声也会产生一正一负的情形，如(图2.8）所示。就(图２.6)的电路将输入信号改为数字信号,振幅不变。图２.8连续数字信号传送时的串音噪声3、多导体信号切换模式的效应当多根传输线相互之间靠得很近的时候,传输线之间的电场和磁场将互相交互作用的更为复杂，传输在线的信号切换(ｓwitcｈing）状态决定了以何种模式的传输，这种相互作用的重要性在于会改变传输线有效的特性阻抗和传输速率。特别是当很多非常靠近的传输线同时切换,这种现象尤为严重，它会使总线出现特性阻抗和延迟时间产生变化,从而影响总线的传输效能。因此,在系统设计中必须考虑到这些方面的影响。以下说明两种改变特性阻抗和传输速度的结构。奇模（OddＭode）当两根耦合的传输线相互之间的驱动信号振幅大小相同但相位相差１8０度的时候，就是一个奇模传输的模型。此情况下,传输线的等效电容增大,但是等效电感变小。为了算出两相邻的传输线在奇模传输模式下，传输线特征阻抗和传输速率的变化情况,我们可以参考(图3．1）与(图３.2)。利用KＣL与KVL导出其计算式。　ﻫ图3.1奇模等效电感                                       　 图　3.2奇模等效电容ﻫ　ﻫ其计算式为:ﻫ---------－－－----－--－--－----（8）ﻫ--－-------－----------－－－－--（9）偶模(EveｎMode）当两根耦合的传输线相互之间的驱动信号振幅大小相同且相位也相同时，就是一个偶模传输的模型。此情况下,传输线的等效电容减小，但是等效电感增大。为了算出两相邻的传输线在偶