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第一章晶体管低频放大器
晶体管低频放大器主要是用来放大低频小信号电压的放大器，频率从几十赫到一百千赫左右
一、晶体管的偏置电路
为了使放大器获得线性的放大作用，晶体管不仅须有一个合适的静态工作点，而且必须使工作点稳定。由于温
度对管子参数β、Icbo、Ube的影响，最终都集中反映在Ic的变化上，为了消除这种影响，我们通过晶体管偏置
的直流或电压的负反馈作用使静态工作点稳定下来，常见的两种偏置电路及工作点稳定原理如下表
表一、 晶体管放大器的偏置电路
电路 工作点稳定原理 计算公式
电 流
负 电
反馈
设温度T↑，直流负反馈过程
结果使Ic维持不变
U=(1/3-1/5)Ec
Re=(1/3-1/5)Ec/Ic
Rb=Rb1//Rb2
===(2-5)Re
Ub=Rb1Ec/(Rb1+Rb2)
电 压
负 电
反馈
设温度T，直流负反馈过程
结果使Ic维持不变
Rb=β(Ec-Ube)/Ic-βRc
Ic=Ec/(Rc+Rb/β)
根据经验，通常取
Rb/Rc=(2-10)
二、放大器的三种电路形式
放大器是一种三端电路，其中必有一个端是输入和输出的共同“地”端，如果这个共“地”端接于发射极的，称为共
射电路，接于集电极的，称为共集电路，接于基极的，称为共基电路，这三种有不同的性能，见下表
三种电路形式及其性能比较
电路 电压放大倍数 电流放大倍数 输入电阻 输出电阻
共射
电路
10-100
大
10-1000
大
100Ω-50KΩ
中
10KΩ-500KΩ
中
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共集
电路
0.9-0.999
小
10-1000
大
因负载不同，可达
50MΩ左右
大
1-100Ω
小
共基
电路
100-10000
（实用）
大
0.9-0.999
小
10-500Ω左右
小
500KΩ-5MΩ
大
三、图解法
所谓图解法，就是利用晶体管输入和输出的特性曲线，通过作图来分析放大器性能的方法，图解法能直观和全
面地表明三极管放大的工作过程，并能计算放大器的某些性能指标，现举例子来说明图解法的图解过程，
例：已知下图电路中的参数及输入电压Ui=15sinωt（毫伏）要求用图解法确定电路的静态工作点参数Ibq、Icq、
Iceq,并计算电压和电流的放大倍数Ku、Kio。
图解法步骤
1、确定基极度回路的静态工作点，从输入特性曲线中选取直线段的中点Q（此点的Ubeq=0.7伏，Ibq=40微安）
为基极回路的静态工作点，通过选取合适的Eb或Rb（一般通过调整Rb）来满足工作点的要求，
2、作直流负载线从上图可得负载线方程为Uce=Ec-IcRc,它的轨迹为一根直线，若令Ic=0,得Uce=Ec=20伏，在
横轴上标出N点；又令Uce=0,得Ic=Ec/Rc=20伏/6千欧=3.3毫安，在纵轴上标出M点，连结M、N就是直流负载
线。它与Ib=40微安的输出特性曲线相交于Q，由Q点找出Icq=1.8毫安，Uceq=9伏，Q点就是集电极回路的静
态工作点，今后为简便起见，静态的电流、电压不再加下标Q表示，Ic、Ie即Icq、Ieqo
3、作波形，在输入特性上作出波形Ut=15sinωt（毫伏），并根据Ut的波形，作出ib、ic及Uce的波形
从图解法法得以下几点
（1）从波形正弦性可以判断静态工作点Q的选取是否合适。
（2）从图解得知输入电压Ui与集电极输出电压Uo反相，基极电流ib、集电极度电流Ic与输入电压Ui同相。
（3）上述图解法是在空载情况下进行的若考虑负载电阻RL的作用，交流负载应为RL=RC//RL。由于交流负载
线与直流负载线均相交于Q，故通过Q点作出倾斜角a'=(arctg)1/RL的直线M’N’，称为交流负载线。
四、等效电路法与h参数
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1、简化的h参数等效电路
“微变”是指晶体管的Ib、Ube、Ic、Uce在静态工作点Q 附近只作微量的变化。其中Ib、Ube为晶体管的输入变
量，面Ic、Uce为输出变量。若把晶体管看作含受控源的二端口网络，就可以用四个h参数模拟晶体管的物理结
构，从而得出晶体管的h参数等效电路如图7-1-4所示h的定义如下：
hie=△Ube/△Ib -------△Uce=0,--hfe=△Ic/△Ib -----△Uce=0
hre=△Ube/△Uce ------△Ib=0, --hoe=△Ic/△Uce ----△Ib=O
几个参数有各自的物理意义：hie是输出端短路时的输入电阻，也就是输入特性曲线斜率的倒数；hfe是输出端
短路的电流放大系数，即β（共发射极）或a（共基极）；hre是输入端开路的内反馈系数，它表示输出电压对输
入电压影响的程度；hoe是输入端开路时的输出电导，即为输出特性曲线的斜率
由于晶体管工作在低频时，hre和hoe两个参数小到可以忽略不计，通常用hie和hre两个参数模拟低频晶体管电
路即可，这叫做简化后的h参数等效电路，如图7-1-3所示，图中的rbe、β即上述的hie、hfe.电流放大系数β（或
hfe）可以从输出特性曲线中求出或通过仪器测试出来，输入电阻rbe由下式计算：
rbe=rb+(β+1)26（毫伏）/Ie（毫安）
式中：Rb为基区电阻，约为几百欧姆，Ie为静态发射极电流
求晶体管放大器的微变等效电路的方法如下：
（1）晶体管以图7-1-3示出的等效模拟型代替；
（2）所有直流电源、隔直电容，旁路电容都看作短路；
（3）其它元件按原来相对位置画出，
利用等效电路可以求取放大器的放大倍数、输入电阻、输出电阻以及分析放大器的频率特性。
第二章 低频功率放大器
功率放大是一种能量转换的电路，在输入信号的作用下，晶体管把直流电源的能量，转换成随输入信号变化的
输出功率送给负载，对功率放大要求如下：
（1）输出功率要大：要增加放大器的输出功率，必须使晶体管运行在极限的工作区域附近，由 ICM、UCM和
PCM决定见图一。
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图一
（2）效率η要高：放大器的效率η定义为：η=交流输出功率/直流输入功率
（3）非线性失真在允许范围内：由于功率放大器在大信号下工作，所以非线性失真是难免的，问
题
快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题
是要把失真
控制在允许范围内，
功率放大器按工作状态和电路形式可分成以下几种：
（1）甲类功率放大器：在整个信号周期内，存在集电极电流；
（2）乙类功率放大器：只有半个信号周期内，存在集电极电流，按电路形式它又可分为：
1）双端推挽电路（DEPP）
2）单端推挽电路（SEPP）
3）平衡无变压器电路（BTL）
在实际中，为了克服交越失真，推挽式昌体管电路是工作于甲、乙类状态的。
一、甲类功率放大器
图一是甲类功率放大器，负载RL通过阻抗变换器B变成集电极负载RL=nRLo对直流来说，变压器B初级直流电
阻和Re均很小，所以直流负载线接近一条垂直线见图一（b)为使放大器输出较大功率，可使交流负载线处于a
点和b点位置：a点的Uce=UCM,而工作点Q处于ab直线中点，通常晶体管的饱和压降和穿透电流都很小，实际
上可以认为Icmin=0和Ucemin=0o 因此，供给负载的电流和电压振幅分别为：
Icm=IcM/2, Ucem=UCM/2 ------------------------------------------------式1
负载的交流功率（或放大器输出功率）为：
PL=（UceM/ ）×（IcM/ )=(IcM/ )×(UcM/ )=(1/8)IcM×UcM----式2
工作点Q的集电极电流ICQ和电压UceQ分别为：
ICQ=ICM/2， UceQ=Ec=UCM/2 --------------------------------------------- 式3
所以，直流电源的输入功率：
PD=IcQ×UceQ=(ICM/2)×(UCM/2)=1/4IcMUcm--------------------------式4
甲类功率放大器的效率为：
η=PL/PD=50%---------------------------------------------------------式5
可见：
（1）晶体管的最大集射电压为电源电压EC的两倍。
（2）晶体管静态时耗功率为输出功率的两倍。
（3）甲类放大器的效率最高只有50%。
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二、乙类推挽电路
图2（a）为乙类推挽电路，由于输出端使用变压器，因而晶体管对地有两个输出端，设电路完全对称，当输入
信号Us为正半波时，BG1截止、BG2导通，输出电压UL为负半波，因此，两管轮流导通，一推一挽地工作，故
称为推挽电路。
由于两管轮流地工作，所以把两管的输出特性按相反方向叠在一起，两管的交流负载线正好连成直线ab,工作点
Q处于直线ab的中点，如图2（b)所示，从图中可看出各电量的关系：
（1）如输出变压器的初级和次级绕组的匝数比为n，则每只晶体管的负载电阻RL为：
RL=（n/2) RL=(n /4)RL--------------------------------------------式6
而集电极与集电极之间的电阻RCC为
Rcc=n RL=4RL-----------------------------------------------------式7
（2）变压器B2的初级绕组端电压振幅为：
Ucem=UceQ≈Ec------------------------------------------------式8
初级绕组电流振幅为：
Icm=IcM----------------------------------------------------------式9
所以输送到初级绕组的功率为：
Ps=(Ucem/ )×(Icm/ )=(1/2)EcIcm-------------------式10
（3）通过每只晶体管的电流平均值为：
Ico=IcM/π-------------------------------------------------------式11
由直流电源供给的功率为
PD=(2Ico)Ec=2×(Icm/π)×Ec--------------------------------------式12
（4）推挽电路的效率为：
η=(Ps/PD)100%={(1/2×Ec×Icm)/[2×(Icm/π)×Ec]}100%≈78.5%-----式13
设计推挽电路时要注意：
(1)为避免交越失真，晶体管应具有一定的偏置电流，但不要过大，否则使电路效率降低。
(2)晶体管的最大集电极电压Ucm>2Ec。
(3)晶体管的耗散功率Pcm≥1.2Pc1,其中Pc1为每只晶体管送给变压器B2初级的功率，即Pc1=[(1/2)Pso]。
(4)根据Pc1及Ec1的要求，算出晶体管负载电阻PL及输出变压器的匝数比n。
图2
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第三章 直流放大器
直流放大器能够放大直流信号或变化极其缓慢的交流信号，它广泛应用于自动控制仪表，医疗电子仪器、电子测
量仪器等。常用的直流放大电路有单端式直流放大器、差动式直流放大器、调制型直流放大器等。
一、单端式直流放大器
单端式直流放大器需要解决级间直流电平配置问题，如下图（a）的电路是利用电阻Re2拉低BG2的射极电位以
满足直流电平配置要求（即令Ube2=Uc1-Ue2).下图（b)的电路是利用D1及D2作电平配置。使BG2、BG3的偏听
偏信置电压分别为Ube2=0.3伏、Ube3=0.45伏。D3起保护作用，避免使BG1基极受到过大的反压，如果前级输
出电压主和后级输入电压相差较大，可以利用硅稳压管的稳定电压来代替硅二极管的作用。下图C的电路是利用
较大的Rc1、Rc2来提高集电极电压，以实现前后级直流电平的配置。下图D的电路是利用PNP（BG1和BG3）
与NPN（BG2）的极性相反来进行电平配置于，BG1的输出电流是BG2的输入电流，BG2的输出电流是BG2的输
出电流是BG3输入电流，较好地实现了级间耦合，上述四种电路的最大缺点是零点漂移大。
二、差动式直流放大器
图2（a)是差动式直流放大电路的一种型式。它是由BG1、BG2一对特性相同的晶体管组成，而且电路元件也都
是对称的。输入信号人别为Ui1、Ui2；单端输出信号分别是Uc1、Uc2；双端输出为UC1与UC2之差，即UO=UC1-
UC2O差动电路具有下列特点：
1、具有抑制零点漂移能力
差动电路由于管特性相同和电路元件对称，所以当温度升高时，两管的集电极电流将得到同样的增量，即
△IC1=△IC20而双端输出为UO=△IC1RC-△IC2RC=0，所以输出没有零点漂移。
2、共模输入时，具有抑制放大能力
通常把幅度相等，相位相同的一对输入信号，称为共模信号，由下列电路图A可见，当Ui1=Ui2时，在对称条件
下，则双端输出Uo=KUil-KUi2=0,
3、差模输入时，具有放大能力
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通常把幅度相等，相位相反的一对输入信号，称为差模信号。当Ui1=-Ui2差模输入时，两面三刀管集电极输出分
别为 Uc1=-KUi1、Uc2=-KUi2；所以，差模放大倍数 Kud: Kud=(Uc1-Uc2)/(Ui1-Ui2)=(-Ui1K-Ui1K)/2Ui1=-
K=(-)(hfeRc)/(Rs+hie)
由于差动电路的双端输入电压、双端输出电压均比单管共射放大电路多了一倍，所以差模放大倍数Kud与单管共
射电路的放大倍数相同
为提高抑制零漂能力，应使共模放大倍数越小越好，差模放大倍数越大越好，因而利用共模抑制比
CMRR*=Kud/Kuc作为评价差动放大电路性能好坏的重要指标。
图2
4、具有稳定静态工作点的能力
图2（a)的射极度电阻Re对共模信号及温漂电平均有很强的负反馈作用。例如在温度升高时， Ic1、Ic2都同时增
加，并产生下列负反馈过程：
结果使IC1、IC2的实际变化相对地减小，这里Re起着恒流作用，从而稳定静态工作点，显然Re越大，恒流作用
也越大，抑制零漂的能力也就越强，引入辅助电，以抵消Re的压隆。使射极度对地电位能维持正常的数值。值
得注意的是，对差模信号，Re不起负反馈作用，因此，它不会降低差模信号的放大倍数。
表一 四种形式（图2）的差动放大器的比较
接法 双端输入、双端输出
（a）
单端输入、双端输出（b） 双端输入、单端输出
（C）
单端输入、单端输出(d)
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差模 放
大倍数
Kud=-（βRc/Rs+rbe) Kud=-（βRc/Rs+rbe) Kud=-[βRc/2(Rs+rbe)] Kud=-[βRc/2(Rs+rbe)]
共模 放
大倍数
Kuc→0 很小 很小 Kuc→0
共模 抑
制比
很高 高 高 很高
差模 输
入阻抗
Rid=2(Rs+rbe) Rid=2(Rs+rbe) Rid=2(Rs+rbe) Rid=2(Rs+rbe)
差模 输
出阻抗
Rod=2Rc Rod=2Rc Rod=2Rc Rod=2Rc
用途 常用在多级放大的中
间级、输入级、也可作
输出级
将单端输入转为双端输
出，常用在输入级
将双端转为单端输出，
常用在中间级和输入
级
用在输入输出需要一端接
地的地方、常用在控制电路
及稳压电源
第四章 射极跟随器
射极跟随器（又称射极输出器，简称射随器或跟随器）是一种共集接法的电路见下图，它从基极输入信号，从射
极输出信号。它具有高输入阻抗、低输出阻抗、输入信号与输出信号相位相同的特点
一、射随器的主要指标及其计算
一、输入阻抗
从上图（b）电路中，从1、1`端往右边看的输入阻抗为：Ri=Ui/Ib= rbe+(1+β)ReL
式中：ReL=Re//RL,rbe是晶体管的输入电阻，对低频小功率管其值为：rbe=300+(1+β)(26毫伏）/（Ie毫伏）
在上图（b）电路中，若从b、b’端往右看的输入阻抗为Ri=Ui/Ii=Rb//Rio.由上式可见，射随器的输入阻抗要比一
般共射极电路的输入阻抗rbe高（1+β）倍。
2、输出阻抗
将Es=0,从上图（C）的e、e'往式看的输出阻抗为：Ro=Uo/Ui=(rbe+Rsb)/(1+β),式中Rs=Rs//Rb,
若从输出端0、0’往左看的输出阻抗为Ro=Ro//Reo
3、电压放大倍数
根据上图（b）等效电路求得：Kv=Uo/Ui=(1+β)Rel/[Rbe+(1+β)Rel],
式中：Rel=Re//RL,当(1+β)Rel>>rbe时，Kv=1,通常Kv<1.
4、电流放大倍数
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根据上图（b）等效电路求得：KI=Io/Ii=(1+β)RsbRe/(Rsb+Ri)(Re+RL)
式中：Rsb=Rs//Rb,Ri=rbc+(1+β)Relo 通常，射随器具有电流和功率放大作用。
二、射随器的实用电路
下图是高频放大器使用的一种电路，由同轴电缆把信号输出，电缆的特性阻抗一般为50欧或70欧，所以要通过
跟随器BG2实现阻抗变换。
图2是一种自举式的跟随器，它的特点是：
1、自举
由于R3的下端电位随上端电位升曾而升高，故称为自兴举，自举作用使R3两端的交流压降为零。所以对交流来
说，R3相当于开路，从而避免了偏置电路降低了输入阻抗的缺陷。
2、输入阻抗高
为了尽量地提高晶体管有效的输入阻抗，采用BG1和BG2组成复合管电路，这时β=β1β2，使总的输入阻抗大大
提高。因为输入阻抗Ri=Rbe+(1+β)Reo 本电路的输入阻抗为2兆欧，
图3是串接式的跟随器，其特点是：（1）类似图2一样，R4两端交流电压具有自举作用；（2）BG2采用共基接法，
使Ic2具有恒流作用，A、B两点交流阻抗RAB大大也提高，从而提高了跟随器的输入阻抗。
图4是互补式的跟随器，电路的特点是：（1）由于两只三极管轮流供给负载电流，所以每只管的功耗只为输出功
率的（12-20）%左右，效率较高；（2）两只三极管都从射极输出，其输出阻抗基本上一样，所以输出波形正、
负半波对称；（3）由于输入信号通过BG3或BG4耦合至三极管的基极，所以，对交、直流信号都可跟随。其跟随
范围约为±5伏
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第五章 负反馈放大器
一、正反馈与负反馈
从放大器的输出端把某些量送回输入端去，称为反馈。若反馈量与输入量的相位相同，且加入反馈后使放大倍数
增加的称为正反馈；若反馈量与输入量的相位相反，其反馈用于电路产生振荡，负反馈用于改善放大器的性能。
二、反馈方式与反馈效果
反馈效果与反馈量的性质和方式是密切相关的，若负反馈量与输出电压成正比，其反馈效果能使输出电压稳定，
输出电阻减小，称为电压负反馈；如果负反馈量与输出电流成正比，其反馈效果能使输出电流稳定，输出电阻增
加，则称为电流反馈。
按反馈量在输入端的接入形式划分为串联反馈和并联反馈。串联反馈的反馈量以串联形式串接于输入回路，并联
反馈的反馈量以并联莆式并接于输入回路,串联负反馈能增加输入电阻，而并联负反馈却减小输入电阻。
三、反馈的判别方法
正反馈还是负反馈用瞬间极性法判别，先假定输入信号某一瞬时极性然后按单级共射极放大器输入与输出反相的
原理逐级推出各输入、输出端的瞬时极性，最后看反馈到输入端的反馈量的极性与最初输入信号的假定极性：若
两者极性相同，则为正反馈，若两者极性相反则为负反馈。
电压反馈还是电流反馈 用假想输出端交流短路法判别。把输出端效流短路后，若反馈量消失，则为电压反馈，若
仍然有反馈量，则为电流反馈，
串联反馈还是并联反馈 考察输入回路的联接方式进行判别。反馈量与输入信号若是电压相加，则为串联反馈，若
是电流相加，则为并联反馈。
四种形式负反馈电路列于表一，
它们的有关计算公式列于表二
表一、三种形式的反馈
电流并联负反馈 电压并联负反馈 电流串联负反馈
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设输入电流Ii指向节点B为增加，反馈
电 流 为 If ， 反 馈 过 程 ：
If↑→Uc1↓→Uf↓→If↓,因为 Ib与If反相
故属负反馈。若将输出端短路，反馈
量Uf仍存在，所以属于电流负反馈，
又由于反馈量 If以并联形式接入输入
端所以属于电流并联负反馈
设输入电Ii指向节点b为增加，所馈电流
If反馈过程 Ii↑→Uc↓→If↓（背离节点b）
因为Ib与If反相，故属负反馈，若令输出
端短路，则If=0 所以属反馈；另外反馈
量是以并联形式接入输入端，所以属于
电压并联负反馈
设输入电压极性为Ui↑，反馈量
为Uf，反馈过程：Ui↑→Ie↑→Uf↑
若以输入回路方向参考方向，Ui
与Uf极性相反，故属负反馈。因
为Ui与Uf串联。所以属串联负反
馈。若输出端短路，Uf仍存在，
则属于电流负反馈
减小输入电阻稳定输出电流增加输出
电阻
减小输入电阻稳定输出电压减小输出电
阻
增加输入电阻稳定输出电流增
加输出电阻
表二、四种形式负反馈的参数计算
电压负反馈 电流负反馈
串联 并联 串联 并联
Kuu=Uo/Ube
Fuu=Uf/UO=Rel/(Rel+Rf)
rif=(1+Kuu+Fuu)ri
rof=ro/(1+KuuoF)
Kui=Uo/Ib
Fiu=If/Uo=-(1)/Rf
rif=ri/(1+KuiFiu)
rof=ro/1+KuioFiu
Kiu=Uo/Ube
Fui=(Uf/Io)=-Rf
rif=(1+KiuFui)ri
rof=(1+KiuoFui)ro
Kii=Io/Ib
Fii=(If/Ie2)=Re2/(Re2+Rf)
rif=ri/(1+KiiFii)
rof=(1+KiioFii)ro
第六章 宽频放大器
一、宽频放大器的主要性能指标
（1）通频带△f由定义知△f=fH-fL，通常下限频率fL≈O，△f≈fHo，因此放大器通频带的扩展是设法增大上限频率
fH数值。
（2）中频电压放大倍数KO：它的定义中频段的输出电压UO与输入电压Ui之比。
（3）增益与带宽乘积KO△f存在矛盾，即增大△f就会减小KO，反之则反，所以要用两者之积才能更全面地衡量放
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大器的质量。KO△f越大，则宽频放大器的性能就越好，
（4）上升时间ts:它定义为脉冲幅度从10%上升至90%所需时间，放大器的高频特性越好，则上升时间ts越小。
（5）下降时间tf:它的定义为脉冲幅度从90%下降至10%所需时间，
（6）上冲量δ：超过脉冲幅度的百分数，
（7）平顶下降量△：脉冲持续期内，顶部下降的百分数，放大器低频特性越好，平顶下降量越小。
二、扩展通频带的方法和电路
通常使用扩展频带的方法有三种：（1）负反馈法，在电路中引入负反馈，并使负反馈量高频时比低频时小，以补
尝高频时输出电压减小的损失，这种方法是在不损坏失低频增益下进行补尝，但它的幅频特性却开不平坦，使输出
脉冲波出现上冲；（3）利用各种接地电路的特点进行电路组合，以扩展放大器的通频带，下面介绍扩展带的电路
1、电压并联负反馈电路
图1是电压并联负反馈电路，这种电路主要补偿晶体管集-基结电容CC、输出电容CO及电流放大倍数β随频率升高
而引起放大器增益下降的作用，因为，低频时CO的容抗较小，使UO减小。攀?潢摲牥?????师?所以，负反馈量也
减小，使高、低频放大倍数基本一致，若RF取值与CC在高频时容抗相当，则CC只能在高频上起作用，把上限频
率扩展
图1 图2
2、电流串联负反馈电路
图2是电流串联负反馈电路，这种电路只能补偿因β减小而造成的损失，但不能补偿CO的作用，只适用于分布电容
小的场合，因为，负返馈量取决于ReLe低频时β大，所以Ie 也大，引入负反馈也较大，而高频时，由于β↓Ie减小
使负反馈量也减小，从而补偿了因β↓而使增益下降的损失。
3、电抗元件补偿电路
图4是电抗元件补偿电路，图中Ce约为几个皮法至几十个皮法，低频时其容抗甚大于，Reo由Re，引入较大的负反
馈量，高频时Ce容抗变小，使发射极的反馈总阻抗变小，相应的高频负反馈减弱了。这就更有效地补偿β的下降，
最佳补偿条件为：（3-5）ReCe=(0.35/△f
通过调整ReCe数值，可以同时补偿β↓及Co的作用，当CoRe较小时，按最佳条件选ReCe即可。若Co较大时，应
由调整确定，
4、并联电感补偿电路
图5为并联电感补偿电路，从交流观点看，L与输出负载并联，故称并联电感补偿。由L与[Co+CL]组成回路，高频
时产生谐振。由于谐振阻抗大，故补偿了β↓使入大倍数减小的作用，通常按下式选择电感
L=0.4RL(CL+CO)
5、串联电感补偿电路
图5为串联电感补偿电路，图中L与RL串联称为电感串联补偿。L与CC及CL组成谐振回路，补偿效果不如并联电感
补偿法好。
6、串、并联电感补偿电路
图6为串、并联电感补偿电路，图中C1、C2、C3分别为晶体管集电极电容及电路输出端的分布电容，电感L1和L2
可以由下式选择
L1=[（1/2）+（C1/C2）]L2
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L2=[（1/2）+（C3/C2）]L0
LO=RC/2π△f 由于L1、L2有二次谐振机会，使通频带有较大的扩展。
7、电容和电感的混合补偿电路
图7为电容和电感的混合补偿电路，电路由BG1和BG2两级组成，其中BG2的集-基之间由RF和LF实现并联电压负
反馈。高频时LF感抗增大使负反馈量减小，从而补偿了高频时输出电感受的下降，这种电路的输入、输出阻抗很
低，故能承受较大容性负载，使频宽大大扩展。BG1和BG2实现电容的补偿，以抵销频时攀?潢摲牥?????师?β↓
的作用。由于BG2输入阻抗小，BG1集电极交流负载减小，使BG1输入电容也减小，所以BG1放大级频响更好，
8、共射、共集组合电路
图8共射、共集组合电路，图中BG2是共集电路，具有输入阻抗高，输入电容小的优点，它接于BG1共射电路后面 ，
可以减轻后级输入电容对前级的影响。与共射-共射电路相比，它具有更好的频响特性。又由于共集电路输出阻抗
低，可以承受较重的负载，输出电容对频响特性影响小，
由于共集电路本身的频率特性较好，所以共射-共集电路的频响声基本上决定于共射电路，这种电路适用于放大器
的末级。
9、共射、工会基组合电路
图9为共射、共基电路，图中BG2共基电路的输入阻抗小，一般在几欧至十几欧范围，它作为BG1共射电路后级，
当BG1集电极存在有分布民容时，对电路的频响的影响较小。所以比共射-共射电路的通频带有较大的扩展
这种电路总的带宽增益不积不及共射-共集电路，但共射-共基电路应用在多级电路中，不易产生寄生振荡。适用于
较高频的宽带放大器。
图3 图4 图5
图6 图7
图8
图9
第14页
第七章 选频放大器
一、工作原理与双T电桥的频率特性
选频放大器，它从多种频率的输入信号中，选取所需的一种频率信号加以放大下图所示的方框图可以构成选频放大
电路，其中方框K是基本放大电路，方框F是选频负反馈网络，因此，选频放大器实质上是一种具有选频作用的负
反馈电路。电路的闭环益为
KF=K/（1+FK）
式中：K=UO/Ui是开环增益
F=UF/UO 是反馈系数
一般用RC选频网络实现选期，图（b）示出反馈系数F随频率f的变化曲线（频率特性），当f=fo时，则F=0。所以，
对谐振频率fo来说，放大电路不存在负反馈，故KF=K，此时放大器的输出电压最大。随着频率远离fo,F就急速地增
加，相应的KF也很快衰减至零，见上图C因而，偏离fo点的其它无用频率的输出电压也就很小很小了，至于KF的衰
减快慢，主要是取决于反馈网络的选频特性，通常用双T电桥的RC选频网络，它在实际使用中，最常用的有两种：
等一种是非对称双T电桥如上图所示，假设电源内阻RS=0，负载RL=00，则计算公式如下：
谐振角频率ωO=1/RC-------------------------1式
品质因数Q=[1/2（1+a)]=[fo/2△fo.7]---------2式
传输系数（反馈系数）的模、幅角分别为：
---------------------3式
φ =arctg1/QY
式中：Y=σ-（1/σ）是广义失谐系数
σ=f/fo是相对失谐系数-----------------------4式
2△fo.7主为半功点的带宽
由2式可见：对固定的谐振频率fo来说，Q越大，则通频带越窄；反之Q越小，则通频带越宽，因此，Q的大小可以
反应出双T网络的选择性好坏。这种双T电桥的优点是Q较大，但输入阻抗低，输出阻抗高，与放大器联接不便，由
于桥臂参数不同，选用和调节也带来麻烦，只有选择性要求较高，才使用非对称双T电路，该电路的输入、输出阻
抗及相角变化情况请参看最上面的图其中a通常选用(0.1-0.2)可得到较大的Q值。
第二种是对称双T电路，如下图-3所示，计算公式如下：
谐振频率：ω0=
品质因数：Q=
显然，Q与n有关，当n=1时，则Qmax=0.25,但调节不便，为了调节方便，经常选用n=0.5,相应于三只电阻数值相
等；或选用n=2，相应于三只电容数值相等，由于对称双T电桥，在选择元件和调整上都比较方便，故得到广泛的
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应用，
传输特性不对称性的校正方法：
实际使用中，由于RS≠O和RL≠OO而且有时双T网络与放大器使用交流耦合，例图4（A）的情况，信号源（ES及
RS）经CS与双T耦合，由于频率为零时，容抗1/ωCS为无限大，所以F=O；而当频率很高时，则CS、C2、C3容
抗很小，此时F近似为RL/（RL+RS）；由于ZS、RL不影响谐振频率，仍然在f=fo时，F=0；因此，F随频率变化的
曲线如图4（B）示，由图可见，传输特性是不对称的
Z3和RL的存在不但使F的幅频特性畸变，而且也使它的相频特性产生不对称，如果在谐振点附近的相移超过
π/2，加上某此附加相移的作用，在这次闭环放大电路里，就会引入正反馈而发生自激振荡。为了消除这种不良现
象，在电路图4（A）的RL两端并接上电容CL，在CL的作用下可F的幅相特性得到校正见图4（B），理相校正时，
应满足下式关系：
R1C1=R2C2=RLCL=RSCS
R1R2=（1+n）RLRS
如果耦合电容接于负载端，则必须在输入端1、1’并接电容CS，理想较正条件仍如上式关系
如果，双T与放大咕嘟使用直接耦合方式，则不必接入CS或CL，此时，F的振幅、相移特性的对称条件可简化为：
R1R2=（1+n)RSRL
R1C1=R2C2
必须注意：（1）双T网络与放大器直接耦合，虽然选择性较高，但直流工作点将受到影响，调整因难；
（2）要使内阻ZS尽量减小及负载ZL尽量加大，否则会明显地降低双T的选择性，因此基本放大电路应前后接入射
极跟随器或源极跟随器，以满足双T网络的要求，（3）在元伯参数有误差的影响下，，也会破坏了双T的平衡条件，
使幅频、相频特性发生变化，因此双T网络的元件应按照具体要求，必须经严格选出温度特性好，工作稳定的元件，
并要进行老化
图4（A）
图4（B）
图4（C）
二、双T电桥与放大器的连接方式
双T电桥与放大器的连接方式见下表
第
一
类
电路 特点
双T反馈电压UF与输入信号Ui同时加入放到放大器的输入端，Ui加到BG1的发射极，
而UF加到基极，属串联电压负反馈电路，电路的闭环增益为KF=K/（1+FK），谐振
时，因F=0，故KF=K=最大；严重失谐时，因FK>>1，故K=1/F≈1
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UF和Ui同时加入到BG1的基极，属于并联电压负反馈电路，使用这种联接方式时，
要求信号源内阻RS足够大，否则双T电桥因负载太小会明显地降低选择性，该电路
的闭环增益与上述电路相同，
第
二
类
UF加入至基本放大电路的中间级BG1的基极，使UF比Ui多了一级放大，即UF经
BG1、BG2、BG3三级放大，而Ui经BG2、BG3两级放大。电路的闭环益为KF=K/
（1+K1F），谐振时因F=0，故KF=K=最大，严重失谐时，因FK1>>1，故KF=K/K1<1。
因此，从减小失谐时的最小输出电压来说，它比第一类电路好。
第
三
类
输入信号Ui接于双T电桥并臂C3R3与地之间，使Ui既作用于BG1的输入端，又作用
于BG2的输出端，使电路的闭环益变为KF=（1-F）K/（1+KF），谐振时，因F=0，
故KF=K=最大；严重失谐时，因F.K>>1及F≈1，故KF=0，从严重失谐时的最小输出
电压来说，这种电路最好，但调节麻烦
三、实用电路分析与调整方法
1、电路分析
图5为固定频率的晶体管选频放大电路，谐振频率是100赫，通频带小于6赫，谐振点的增益|KF|=70，它属于第一
类选频放大电路，BG1、BG2组成共射放大电路，输入信号Ui与反馈电压UF分别加于两管的基极[UF先经射随器BG4
再送到BG2基极]，其作用是：一方面增加选频放大电路的输入电阻，另一方面可使双T的负载电阻[即BG4的输入电
阻]增加，以消除输入信号源内阻RS对双T的影响，BG3也是射随器，它使双T的电源内阻减小，从而提高了电路的
选择性，双T电桥为非对称型，它与放大电路交流耦合，故用CL来校正幅频相频特性的对称性。
图5
2、调整方法
为了降低对电阻精度的要求和便于调虎离山节，R2（或R3）分别用一只固定电阻R’2（或R’3）和电位器R’2（或
R’3）组成，电位器数值为R2（或R3）的10-20%为宜[若固定电阻，误差是5%]，然后按要求精度来选电容。
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图6
调整步骤
（1）按图6电路双T网络进行粗调，信号源选频率100赫，输入电压大于2伏，然后反复调电位器R’2和R’3务必使输
出电压最小，对于定点频率的双T网络，使Fmin=0.002是不因难的（即衰减54分贝）注意在图5电路中，对双T网
络来说，右边为输入端，左边为输出端，另外，信号源的非线性失真要小，否则很难使Fmin=0.002.
(2)调放大器的直流工作点，
由于基本放大电路是直接耦合放大器，各级工作点彼此有牵连，所以只要调节偏置Rb1、Rb2使Ue3为6-7伏即可。
（3）调放大器的无反馈（开环）增益，从BG1基极输入信号（f=100和赫）调节输入幅度，使输出波形不失真，并
求K=UO/Ui=70，若K>70，则减小Re2;反之，若K< 70,可增加Rc2，直至K=70为止。
（4）双T电桥细调
拉入双T电桥，因双T已调准于f=100赫及Fmin≈0的，又因双T的输入阻抗比放大器的输出阻抗大很多，所以接入双
T电桥后，对谐振点来说，负反馈为零。因此，应该不影响放大器的增益，根据这个道理，若接入双T网络后，K略
小于70（因双T总有点负载效应），则说明电路是正常工作的；若接入双T网络后，K大于70，则说明双T在谐振点
处引入正反馈，这时应调大R’3，使K减小至70；反之当接入双T网络后，K减小较大，则说明了双T在谐振处Fmin≠O，
故引入负反馈，致使K减小，此时可适当调小R’3，务使K增大到70为止。
在调试过程中，如果发现自激现象，则应首先把自激消除后，再进行调试，有三类自激振荡1、谐振点附近的自激，
因为在fo附近双T电桥产生正反馈，可调节R3使自激消除，2、在极低频率附近（约几赫）时，是由于双T网络的幅
频相频特性不对称，加上极低频率时，放大器的耦合电容或旁路电容会引入附加相移，从而构成了正反馈，因此，
消除这类自激振蒎，可以改用直耦放电路或将耦合电容、旁路电容的数值减少，尤其要注意双T网络与放大器的耦
合电容C4的影响；3、高频自激振荡（约几十千赫）消除方法是收缩放大器的通频带，使高端增益讯速地衰减，例
如图5电路中接入Cm，使BG2的负载变为R2与Cm并联，选取Cm的数值，使其在低频时，Cm不起作用，而在自激
频率附近，造成了BG2的阻抗突然急剧地减小，从而使自激消除。
第八章 场效应管放大电路
一、偏置电路
有自生偏置和混合偏置两种方法，表1电路I利用漏极电ID通过Rs所产生的IdRs作为生偏置电压，即Ugs=-IdRso可
以稳定工作点。|IdRs|越大，稳定性能越好，但过负的偏置电压，会使管子进入夹断而不能工作。若采用如表2和表
3混合偏置电路就可以克服上述缺陷。它们是由自生偏压和外加偏置组成的混合偏置，由于外加偏压EdRp（Rp为
分压系数）提高了栅极电位，以便于选用更大的IdRs来稳定工作点，电路2、3中Rg的作用是提高电路输入电阻
二、图解法
用图解法求电路的静态工作点如下：
表一 常用场效应管放大电路
1 2 3
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电路
图解
法
等效
电路
（1）写出直流负载线的方程为：Uds=Ed-Id(Rd+Rs)=15-3.2Id
令ID=0，则UDS=15伏，在横坐标上标出N点，又令UDS=0，得ID=4.7毫安，在纵坐标上标出M点，将M、连接成
直线，则MN就是直流负载线。
（2）画栅漏特性（转移特性）：根据负载线与各条漏极特性曲线的交点坐标，画出如下图B左边所示的ID=f(UGS)
曲线称为栅漏特性。
（3）通过栅漏特性坐标原点作Tga=1/Rs的栅极回路负载线，它与栅漏特性相交于Q，再过Q点作横轴平行线，与
栅漏负载线相交于Q’。由静态工作点Q和Q’读出：IDQ=2.5毫安，UGSQ=-3伏，UDSG=7伏，表1中的图解法与此
相同。
三、等效电路分析法
场效应管的微变等电路示于下图，由场效应管放大电路写成等效电路的具体例子可参阅表一。根据等到效电路求电
压放大倍数及输入，输出电阻的方法与晶体管电路相同。
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第九章 正弦振荡电路
在电子工程中，常常用到正弦信号，作为信号的源的振荡电路，主要的要求是频率准确度高、频率稳定性好、波
形失真小和振幅稳定度高等，但对高频能源的振荡电路有以下几种：
（1）LC振荡电路：它适用于几十千赫至几百兆赫的频率范围（高频率和超高频）
（2）RC振荡电路：适用于声频和超声频范围（从几赫至1赫）
（3）晶体振荡电路：用于生产频率稳定度较高的振荡电路，频率低于3千赫时常用音叉振荡电路代替，而频率高
于几十兆赫时常用泛音晶体振荡电路，随着集成化技术的发展，已有多种晶体振荡器的集成电路，如国产的ZWB-1
和ZWB-2型等。
相位和振幅平衡条件：
反馈式的振荡电路主要是由基本放大器和反馈网络组成，如图91所示，因此，振荡电路实际上是一个闭环的正反
馈电路，其闭环增益为：
Kf=Uf/Ui=KF=
要使电路产生振荡，则必须反馈电压Uf和输入电压Ui同相，所以本位平衡条件为
Φk+Φf=2nπ------------------------------------式一
（n=0,1,2,........
而且，要求|Uf|≥|Ui|,所以振幅平衡条件为：
KF≥1-----------------------------------------式二
如果满足了这两个平衡条件，则电路产生振荡，由于振荡器的晶体管工作在非线性区域，所以包含了丰富的谐波
成分，而只有某一频率才能满足上述的两个平衡条件，从而产生了单一频率的正弦振荡。
图1
图2
一、变压器反馈式振荡电路
图2（a)为变压器反馈振荡电路，其正反馈过程是：若输入Ui为上正下负，对于振荡频率，回路谐振的并联阻抗为
电阻性，所以输出电压Uo与Ui反相，即Uo为上负下正，由于同名端决定了Uf为上正下负，Uf正好与Ui同相，只要
晶体管的β足够大和变压器的匝数比合适，电路一定能够振荡，还可以证明电路的起振条件和振荡频率分别为：
β≥rbeRC/M------------------------式3
f≈1/2π -----------------------式4
式中：rbe为基极与射极度之间的交流等效电阻，R为次级折算到初级的等效电阻，M为互感系数。
二、三点式振荡电路
1、三点式电路相位条件的判别法
图3（a）为三点式振荡器的交流等效电路，从相平衡条件可以推论出：凡与晶体管发射极相接的电抗Xbe、Xce应
性质相同，而不与发射极连接的另一电抗元件，Xcb的性质应与前两者相反。
可以从相量图来检查上述结论的正确性，设Xbe、Xce为容性，Xcb为感性；因振荡时回路谐振于振荡频率，回路
呈电阻性：所以Uo、Ui反相及Ic、IL反相；又因Xbe、Xce为容性，故IC比UO超前90度。因Xcb为感性，所以Uf
比IL滞后90度，其相量图如图3（b）示，从图可见，Uf与Ui同相，上述结果得到证明。
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图3 图4
2、电容三点振荡电路（考毕兹电路）
图4（a)为三点振荡电路及其交流等效电路，从图4（b）看出，与发射极相接为电容，集电极与基极之间接电感，
服从于共射三点振荡电路对电抗性的要求，故能振荡，该电路的起振条件和振荡频率为：
β≥C2/C1----------------------------------式5
f≈-（1）/
--------------------------式6
一般反馈系数F=C1/C2取0.5-0.01之间，由于该电路的输入端接电容，而容抗又随频率增加而减小，所以输入电压
中的高次谐波分量将明显地受到抑制，使输出波形良好，该电路的缺点是：用调节电容来改变频率时，会使反馈
系数改变，所以通常用改进型的电容三点振荡电路。
第十章 晶体管直流稳压源
一、稳压电源的技术指标
直流稳压电源的技术指示如下：
（1）最大输出直流电流Iomax:表明该稳压电源的负荷能力，与整流管和调整管的最大允许电流IcM有关
（2）额定输出稳压直流电压Uo：分别定压式和调压式两种
（3）稳压系数数S：表示在负载电流与环境温度保持不变的情况下，由于输入电压Ui的变化而引起的输出电压的相
对变化量与输入电压的相对变化量的比值，即：
S=(△Uo/Uo)/(△Ui/Ui)
S越小，电源的稳定性越好，通常S约为10 -10 。
（4）输出阻抗Ro：表示当输入电压和环境温度保持不变时，由于负载电流Io和变化而引起的输出电压的变化量与
负载电流的变化量的比值，即
Ro=△Uo/△Io
可见，如果Ro越小，则说明输出电压的变化越小。
（5）纹波系数y：输出电压中交流分量占额定输出直流电压的百分比，即
r=[(U-)/Uo]×100%
显然，r越小越好，通常稳定电源的纹波电压只有几毫伏，甚至小于1毫伏
二、整流与滤波电路
1、整流电路
常用的整流有半波、全波、桥式、对偶、倍压式整流电路，它们都是利用二极管的单向导电性把交流电压变为直流
电压，不同形式的整流电路对变压器及二极管的要求也不同，其特点和要求列于表一中
表一 各种整流电路的主要指标
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半波整流（a） 全波整流（b） 桥式整流（c) 对偶整流（d） 倍压整流（e）
电路
交流输入电压
（有效值
空载时输出电压
（有效值）Uo
带负载时输出电压
（有效值）Uo
每管的反向峰值
电压
每管通过的电流
平均值 有效值
（a） U2 U2 U2 U2 Io 1.57Io
（b） 2U2 U2 1.2U2 U2 0.5Io 0.79Io
（c） U2 U2 1.2U2 U2 0.5Io 0.79Io
（d） 2U2 U2 1.2U U2 0.5Io 0.79Io
（e） U2 U2 2U2 U2 Io 1.57Io
2、滤波电路
滤波电路实际上是一种低通滤波电路，它能通过直流分量，而抑制交流分量、因此通常用电容和电感元件组成，其
电路形式和特点列下于下表二中，滤波电路以纹波系数r来评价其滤波性能的优劣：
表二 各种滤波电路的比较
电容滤波 电感电容滤波 阻容滤波 晶体管滤波
电
路
优
点
1.输出电压较高
2.在小电流时滤波效能较高
1.滤波效能很高
2.几乎没有直流
电压损失
1.滤波效能较高
2.能兼降压限流作用
1.滤波效能很高
2.其他特点与阻
容滤波相同
缺
点
1.带负载能力差
2.电源起动时充电电流很大，使整
流电路承常受很大的冲击电流
作低频滤波器时
体积大、较笨重，
成本高
1.带负载能力差
2.有直流电压损失
多用 一个晶体
管，其他与阻容
滤波相同
适
用
场
合
负载电流较小的场面合 负载电流较大，
要求纹波系数很
小的场面合
负载电阻较大，电流较小及要求纹
波系数很小的情况
负载电不太大及
要求纹波系数很
小的情况
参
数
选
择
全波整流
C=[(1.44×10 ）/rRL](μF)
半波整流
C=[(2.88×10 )/rRL](μF)
全波整流
LC=1.99/r
取
L≥（2RL/942）
（H）
C(μF)
全波整流
RC =[(2.3×10 )/rRL]
R一般取数十至数百ΩC(μF)
其中 C可按阻
容滤波公式计
算
Rb取数KΩ
Cb取几至十几
μF
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注：r是输出电压的纹波系数数
r=输出电压交流分量有效值（伏）/输出直流电压（平均值）（伏）
r越小，滤波性能越好。通常r为百分之几至千分之几。
采用电感滤波时，应考虑到在电源断开时，电感线圈两端会产生较大的感应电势，所以选用整流二极管的电压特级
应留有一定余量，以防击穿。
三、并联式稳压电源
若调整元件与负载并随着，称为并联稳压电源，如图1所示，图中稳压管Dz作为调整无件，通常Dz运用在反向击穿
状态，所以，Dz在中路中的接法要使Iz的方向与Dz方向相反，由于稳压管Dz反向击穿时，具有稳压特性，即稳压
管中电Iz在Izmin-Izmax范围内变化时，稳压管的端电压Uz几乎并联式稳压电源结构简单，输出电流小，适用于固
定稳压的基准电源及用作晶体管稳压电路中的辅助电源，图2给出几种参考电路。
图一
图二 图三
图三是晶体管并联稳压电源。以晶体管BG2与BG3作调整元件，它与负载相并联，故属并联式稳压电路，BG1为放
大元件，若输入电压|Ui|增加时，|UR2|和|Ue1|也增加，而BG2、BG3集射之间的电阻减小，因此输入电压增量基
本上降落在R1上，从而保证U2稳定。
第十一章 调制器
一、概述
调制器是调制式直流放大电路中的一个重要环节。由下图的方框可见：欲放大的直流信号ui经过调制器后，变为交
流信号UA；再经过交流放大器放大后，最后由解调器转换成直流输出信号UO；振荡器产生开关信号UC；用于控制
调制器的取样动作。由于信号的放大任务主要由交流放大器完成，而交流放大器的零点漂移小到可以忽略不计，调
制器与解调器的零漂也可以做得很小，所以，调制式直流放大器可用来放大微弱的直流信号，
调制器通常有三种形式：机械调制器（机械斩波器）、晶体管调制器、场效应管调制器。按电路形式可分为并联调制
器和串、并联调制器两种，后者比前者性能优越，但结构复杂。
第23页
二、调制器原理
下图为调制器的原理图，因为开关K负载并联，故称为并联制器
工作过程如下：若在0-T/2时间内K断开，则A点取得电平UmA；若在（T/2）-T时间内K接通，则A点接地；以后随
差开关K周期地通断动作，在A点将得到一脉动的直流电压UA（如下图），UA可以分解为直流分量UAO和交流分量
UA-O，经过隔直电容C后，UAO降落在电容器上，而交流分UA-被送到负载RL上去，即UO=UA-O
三、并联调制器
1、晶体管调制制器
晶体管调制器是以晶体三极管作开关器，其电路和波形如下图所示，晶体管BG的基极接入控制电压Ua（方波），当
Ua为负半波时，BG载止，则Ui对C充电，充电电流从上而下流过RL,所以UO为正；反之，当Ua为正半波时，BG饱
和，则C经BG及RL放电，放电电流从下而上流过RL，故UO为负。随着UO交替地变化，输出端UO就得到了交替的
方波电压，其数值正比于输入电压，它的频率与Ua相同。
2、场效应管调制器
场效应管调制器是以场效应管作为开关器，其电路及波形如下图所示，由图可见，当BG的栅极加上负向脉电压
Ua，就能定期地控制场效应管的开通与夹断，从而把输入直流电压Ui变为交流输出电压UO，工作过程与晶体管
第24页
调制器相同。
四、串并联调制器
下图（a)为串并联调制器及其波形图。BG1与负载RL串联，BG2与RL并联，两只
浙公网安备 33021202002483