一种710MHzLTE天线的去耦合分析

2011 年 7 月 1 日第 34卷第 13 期 现代电子技术Modern Electronics T echnique Jul. 2011Vo l. 34 No . 13 一种 710 MHz LTE天线的去耦合分析 赵 � 飞, 朱守正 (华东师范大学, 上海 � 200241) 摘 � 要:为了提高天线的容量和发射接收速率 , LTE 通信系统使用了 M IMO 天线。由于移动终端上空间有限,多个天 线间存在较大耦合,天线的辐射效率和通信容量会降低。为了解决这一问题, 从 S参数的角度推导出了天线的正交辐射模 式,提出了通过加入 180�耦合器来降低多个天线间耦合的方法。使用 HFSS 和 ADS 对设计好的 710 MH z 天线进行联合仿 真,结果显示加入耦合器后, 两个天线间的耦合明显减小。这种设计使得该天线可以很好地应用于 LTE 通信系统的移动 终端。 关键词: LTE; M IMO 天线; 耦合器; 正交模式 中图分类号: T N82-34� � � � � 文献标识码: A � � � � � 文章编号: 1004-373X( 2011) 13-0030-04 Decoupling Analysis of 710 MHz LTE Antenna ZH AO Fei, ZHU Shou- zheng ( East China Normal Univeisit y, Shangha i 200241, China) Abstract: In order t o improve the capacity and tr ansceiving vocitey o f antennas, M IMO antenna is used in LT E sysyem. But design and implementation of multiple antennas fo r small port able terminals become a serious technical challenge, especia-l ly at low frequencies, because t her e is more couping betw een antennas. Therefo re, a sy stemat ic approach for the design of lo ssless decoupling based on 180� dir ectional couplers is proposed fo r the coupleing o f tw o antennas. H FSS and ADS are a- dopted fo r the simulat ion of 710 MHz antenna. It is found that the isolation betw een antennas increases, w hich makes it suit- able fo r LTE-standardized mobile phones. Keywords: LTE; M IM O antenna; coupler ; o rthogonal mode 收稿日期: 2011-01-10 0 � 引 � 言 LT E项目是 3G技术的演进,它改进并增强了 3G 的空中接入技术,采用 OFDM 和 MIMO作为其无线网 络演进的 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 。在 20 MHz 频谱带宽下能够提供下行 150 M b/ s与上行 50 M b/ s的峰值速率。 为了满足 LT E 在高数据率和高系统容量方面的需 求, LT E 系统支持多天线 MIMO ( Mult iple Input M u-l t iple Output )技术,在发射端和接收端同时使用多个天 线进行接收和发射, 将不可避免地引起多个天线之间的 相互耦合,导致天线之间的相关性减小, 从而降低通信 容量,而且也会降低天线的辐射效率。这种耦合在移动 终端天线上表现得尤为明显。通常为了降低天线之间 的耦合,要求增大天线之间的距离,而移动终端有限的 空间又不能满足此要求, 尤其是在 700 MH z左右的频 段,几个天线之间的电气距离通常只有波长的十几分之 一,这就更加剧了耦合程度。 在移动终端,通常使用印制板天线, 所以本文研究 的主要问题也是多个印制板天线之间的耦合问题。印 制天线之间的耦合通常包括 3 个部分 [ 1] : 远场耦合; 近 场耦合; 表面波耦合。当多个天线之间的极化方向相同 时, 就会存在远场耦合, 天线之间的距离增大一倍,耦合 会减小 6 dB。当一个天线处于另一个天线的近辐射场 时, 近场耦合就会发生, 耦合与介质的介电常数有关, 也 与天线之间的距离有关, 当天线的距离增大一倍时, 耦 合会减小 12~ 18 dB。表面波耦合发生在介质层, 天线 之间的距离增大一倍,表面波耦合减小3 dB。当介质的 厚度 h与波长�0 之间的比值达到一定数值时 [ 2] , 表面 波之间的耦合将起主导作用。 为了降低多个天线之间的耦合,人们想出了各种办 法。其中一种有效的方法就是使用 DMN ( Decoupling and M atching Netw o rks)技术。具体的设计方法与实 例文献[ 3-5]均有论述, 但是文中并没有给出具体的理论 说明。文献[ 6]提出了一种采用正交模式分析的方法,通 过 S参数分析,从理论上给出了一种合理的去耦合方法。 本文采用文献[ 6]给出的 S参数分析方法,对文献[ 7]提 出的 710 MHz天线之间的耦合进行研究, 并通过计算设 计出一种采用集总参数元件构成的耦合器与匹配网络去 掉两个天线之间的耦合。通过 HFSS和 ADS联合仿真 可以看出, S12 与S21 参数得到了明显改善。 1 � 一种 710 MHz双天线的设计 710 MHz的频段是 LTE 使用的一个重要频段,然 而在移动终端上,移动设备有限的体积与 710 MHz较 大的波长给设计师提出了苛刻的要求。LET 使用的是 MIMO技术,也就是在一个终端上同时存在着多个发 射天线,不可避免地引起了天线之间的耦合, 降低了通 信容量。文献[ 7]提出了一种曲线形双天线, 这种紧凑 的结构符合了移动终端对体积的要求。但是紧凑的结 构也引起了天线之间较高的耦合。 天线的结构设计如图 1 所示。天线工作在 710 MH z的频段, 由两个曲线单极子天线组成。两个 天线印制在 FR4介质板上(介电常数等于 4. 6, 介质厚 1 mm)。天线走线的宽度是 1 mm, 走线之间的距离也 是 1 mm。两个天线之间的距离是 6 mm , 天线端口接 1. 8 mm 的微带线馈电。使用HFSS 12进行仿真,可以 得出 S 参数如图 2所示。可见 S11 的性能很好,然而天 线之间的耦合 S12 过大, 难以满足 LTE 对天线工作性 能的要求。 图 1 � 同一印制电路板上的两天线 图 2 � 两个天线的 S参数 2 � S 参数的去耦合分析 为了提高天线的辐射效率,学者们提出了 DMN技 术,即在多个天线的输入端先加耦合器以去掉天线之间 的耦合,然后加匹配网络,如图 3所示。文献[ 6]对这种 方法进行了详细论述,并阐述了用 S参数分析正交模的 方法。下面对一个二端口网络的天线进行 S 参数的 分析。 图 3 � 一个典型的 DM N 系统 双天线系统是一个无源二端口网络, 用 ai 表示 第 i 个端口的入射波,用 bi 表示第 i 个端口的反射波。 入射波矢量a = ( a1 , a2) T ,反射波矢量b = ( b1 , b2) T , 其 中: T 表示矩阵的转置。则有: b = Sa ( 1) 所有的波矢量都是复数,则入射功率和反射功率由下式 给出: P i = a 2 = a H a ( 2) P r = b 2 = b H b ( 3) 式中: | � |表示复数的模, 上角标 H 表示厄米特转置。 那么,辐射功率就可以表示为: P rad = P i - P r = a H a - b H b � � � � � = a H a - a H S H Sa = a H ( I - S H S)a = a H Ha ( 4) 式中: H就是辐射矩阵, 并且辐射矩阵是个厄米特量 (H H = H) , 而厄米特矩阵是可以通过一个相似变换而 对角化的。因此有: H = Q �QH ( 5) 式中: � = diag{ �1 ,�2} ,而 Q是幺正的(即QQH = I)。根 据厄米特矩阵的性质, 两个正交值 �1和 �2都是实数, 并 且小于等于 1。将式( 5)代入式( 4)得: P rad = a H Ha = a H Q�QH a � � � � � = m H �m = �2 i= 1 �i mi 2 ( 6) 式中: m = Q H a ( 7) 或: mi = qi H a ( 8) 则 Q矩阵的第 i列q i 就称为天线阵列的正交模式。a i 2 表示第 i个端口的入射功率; mi 2表示第 i个正交模式 的激发功率。由于 Q的幺正性,有 a 2 = m 2 , 这就保 证了入射总功率等于激发起的正交模总功率。而�i则反 应了正交模式的辐射效率。 与辐射功率相对的是反射功率。根据( 5)式及厄米 特矩阵的性质,如果 Q可以将H 化为对角矩阵,则 S 也 可以化为对角矩阵。有: � = QT SQ ( 9) 即可以写为: � = diag{ �1 ,�2} (10) 31第 13 期 赵 � 飞等:一种 710 MHz LTE 天线的去耦合分析 则反射矢量可以写为: b = Sa = Q * �QH a = �2 i = 1 q * i �i q i H a (11) � � 根据式( 6)和式( 11) ,我们可以得出: � = I - �H � (12) �i = 1- �i 2 (13) � � 为了使正交模式的辐射效率最大, 文献 [ 6] 和 文献[ 8]详细论述了等效耦合参数的方法。对于一个双 天线系统,等效去耦合网络如图 4 所示, 其中 S 是天线 的反射参数, SD 是去耦合网络的反射参数, 文献[ 6] 指 出加入了去耦合系统的 S参数可以表示为: SS = SD, 11 + S T D, 21S( I - SD, 22 S) - 1 SD, 21 (14) � � 通常对于一个对称互易的四端口去耦合网络,它的 S参数可以写为: �SD = 0 SD, 21 SD, 21 0 (15) � � 则等效的天线反射参数为: SS = S T D, 21 SSD, 21 (16) � � 因此, 如果一个去耦合网络的参数 SD, 21 能够与 式(9) 中 Q参数相等,即: SD, 21 = Q (17) � � 则等效天线的 SS 参数将是对角化的, 并且它的等 效天线输入端口将是去耦合的。Q的列向量也就是天线 的正交辐射模式。下一节将使用以上理论分析第 1部 分设计的天线的参数,并将其输入端的耦合去掉。 图 4� 一个去耦合网络的示意图 3 � 等效耦合器的设计 对于一个双天线系统, 应该有两个正交模同时存 在,去耦合网络是一个四端口网络,正交辐射矩阵可以 写为[ 6] : Q = a b c d (18) � � 如两个天线是对称结构的,则有: SD, 21 = - j 2 1 1 1 - 1 (19) � � 所以去耦合网络的 S参数可以表示为: SD = - j 2 0 0 1 1 0 0 1 - 1 1 1 0 0 1 - 1 0 0 (20) � � 这是一个 180�定向耦合器, 也称为 rat- race 网 络[ 9] , 如图 5所示。物理上可以通过微带实现, 如图 6 所示。然而对于第 1部分提出的 710 MHz 天线, 由于 波长太长,这样的耦合器在移动设备上无法实现。为了 实现去耦合, 可以用贴片电感和电容做出成等效传输 线, 从而用电感和电容做成一个耦合网络, 这就可以显 著降低耦合器占用的体积。如图 7 所示, 一个等效 1/ 4波长传输线可以用两个电容和一个电感来等效代 替。电容和电感的计算公式为[ 10] : L = Z/ ( 2�f ) (21) C = 1/ (2�f Z) (22) � � 由于第二部分设计的天线传输线阻抗是 50 � , 所 以 1/ 4传输线的阻抗是 70. 7 � , 将 710 MHz代入, 则 可以求得 L = 15. 8 nH , C= 3. 17 pF。这样, 就可以设 计出 180�的混合耦合器如图 8 所示。将耦合器的 3, 4端口通过通孔连接天线, 1, 2端口接馈电网络,就可 构成一个双天线的去耦合系统。 图 5 � 180�定向耦合器示意图 图 6 � 180�耦合器的微带结构 4 � 710 MHz的 LTE双天线与去耦合网络的联合仿真 本文使用 ADS对双天线系统的去耦合网络进行仿 真。先在 ADS中设计出耦合器的电路,如图 8所示, 然 后将第 1 部分设计的 LT E 天线使用 HFSS 仿真出的 S参数导出为 SNP 文件,最后将 SNP 文件导入到 ADS 中, 进行联合仿真。SNP 文件的两个输入端口接耦合 32 现代电子技术 2011 年第 34 卷 器的 3、4端口, 耦合器的 1, 2端口接馈电端。仿真结果 如图 9所示。可见,加入了去耦合网络后, S12和 S 21降 到了 30 dB以下。由于输入端口存在着不匹配,所以 S 11 和 S22 太大,不能满足要求, 这可以通过在馈电端口加 入匹配网络来改善。通过 ADS的优化设置,可知当匹配 网络先并联一个 3. 815 nH 电感, 再串联一个 14 nH 的 电感后, S11和 S22均可以达到满意的效果, S 12和S21也 进一步减小到- 35 dB 以下。加入匹配网络后的仿真 结果如图 10所示,从图中也可以看出, S11 只是在一个 很窄的带宽内满足要求, 这也是 DMN技术的局限。 图 7� 1/ 4 波长传输线的等效实现 图 8� 用电感和电容等效成的耦合器 图 9� 天线与耦合器的联合仿真参数 5 � 结 � 语 本文从 S参数的角度分析了一个双天线系统的去 耦合方法, 并通过一个天线设计实例, 使用 HFSS 和 ADS进行去耦合前和去耦合后的仿真。结果显示加入 去耦合网络和匹配网络后两个天线间的耦合可以降低 至- 35 dB以下,反射系数也可达到- 15 dB以下, 这满 足了工作于 710 MHz的移动设备的要求。下一步的研 究工作将是如何增加耦合器的带宽,从而使这种设计能 够灵活工作于一个更宽的频带。 图 10 � 加入匹配网络后的 S参数 参 � 考 � 文 � 献 [ 1] NIKOLIC Mar ija M , DJORDJEVIC Antonije R, NEHO- RAI A rye. M icro st rip antennas w ith suppressed radiation in ho rizontal directions and reduced coupling [ J] . Antennas and Propagation, 2005, 53: 3469-3476. [ 2] KUM AR G, RAY K P. Broadband microstr ip antennas [ M ] . Norwood, M A: A rtech H ouse, 1996. [ 3] DIALLO A, LUXEY C, LE P, et al. St udy and reduction of the mutual coupling betw een two mobile phone PIFAs operating in the DCS1800 and UMT S bands [ J] . IEEE Trans. on Antennas Propag. , 2006, 54 ( 11) : 3063-3074. [ 4] DIALLO A , LUXEY C, T HUC P L , et al. Enhanced d-i v ersity ant ennas for UMT S handsets [ C] / / P ro ceedings of the 1st Euro. Conf. on Ant ennas and Propag . N ice, Fr ance: EUCAP, 2006: 6-10. [ 5] CHALOUPKA H J, WANG X. Novel approach fo r divers-i t y and M IMO antennas at small mobile platfo rms [ C ] / / Pr oc. of 15th IEEE Int. Symp. on Per sonal, Indoor and Mobile Radio Commun. Barcelona, Spain: PIM RC, 2004, 1: 637-642. [ 6] VOLMER C, WEBER J, ST EPH AN R, et a l. An Eigen- analysis of compact antenna ar ray s and its application t o po rt decoupling [ J ] . Antennas and P ropagation, 2008, 56: 360-370. [ 7] BH ATTI R A , SOONGYU Y, SEONG-OOK Park. Com- pact ant enna a rray wit h por t decoupling for LT E-standa rd- ized mobile phones [ J] . IEEE Antennas and Wireless Pro- pagation Letter s, 2009, 8: 1430-1433. [ 8] STEIN S. On cross coupling in multiple-beam ant ennas [ J] . IEEE Trans. on Antennas Propag. , 1962, AP-10 ( 5) : 548- 557. [ 9] POZAR D M . 微波 工程 路基工程安全技术交底工程项目施工成本控制工程量增项单年度零星工程技术标正投影法基本原理 [ M ] . 张肇仪, 周乐柱, 吴德明, 等 译. 3 版.北京: 电子工业出版社, 2009. [ 10] 廖承恩. 微波技术基础[ M ] . 西安: 西安电子科技大学出版 社, 2007. 作者简介: 赵 � 飞 � 男, 1984 年出生,河北张家口人,在读研究生。主要从事 LT E天线的研究设计及电磁兼容方面的研究。 朱守正 � 男, 1949 年出生,上海人, 博士生导师, 教授。主要研究方向为天线、计算电磁学等。 33第 13 期 赵 � 飞等:一种 710 MHz LTE 天线的去耦合分析