雷达原理 (2)

第7章角度测量7.1概述7.2测角方法及其比较7.3天线波束的扫描方法7.4三坐标雷达7.5自动测角的原理和方法7.1概述为了确定目标的空间位置,雷达在大多数应用情况下,不仅要测定目标的距离,而且还要测定目标的方向,即测定目标的角坐标,其中包括目标的方位角和高低角(仰角)。雷达测角的物理基础是电波在均匀介质中传播的直线性和雷达天线的方向性。由于电波沿直线传播,目标散射或反射电波波前到达的方向,即为目标所在方向。但在实际情况下,电波并不是在理想均匀的介质中传播,如大气密度、湿度随高度的不均匀性造成传播介质的不均匀,复杂的地形地物的影响等,因而使电波传播路径发生偏折,从而造成测角误差。通常在近距测角时,由于此误差不大,仍可近似认为电波是直线传播的。当远程测角时,应根据传播介质的情况,对测量数据(主要是仰角测量)作出必要的修正。天线的方向性可用它的方向性函数或根据方向性函数画出的方向图表示。但方向性函数的准确表达式往往很复杂,为便于 工程 路基工程安全技术交底工程项目施工成本控制工程量增项单年度零星工程技术标正投影法基本原理 计算,常用一些简单函数来近似,如表7.1所示。方向图的主要技术指标是半功率波束宽度θ0.5以及副瓣电平。在角度测量时θ0.5的值表征了角度分辨能力并直接影响测角精度,副瓣电平则主要影响雷达的抗干扰性能。雷达测角的性能可用测角范围、测角速度、测角准确度或精度、角分辨力来衡量。准确度用测角误差的大小来表示,它包括雷达系统本身调整不良引起的系统误差和由噪声及各种起伏因素引起的随机误差。而测量精度由随机误差决定。角分辨力指存在多目标的情况下,雷达能在角度上把它们分辨开的能力,通常用雷达在可分辨条件下,同距离的两目标间的最小角坐标之差表示。表7.1天线方向图的近似表示表7.1天线方向图的近似表示7.2测角方法及其比较7.2.1相位法测角1.基本原理相位法测角利用多个天线所接收回波信号之间的相位差进行测角。如图7.1所示,设在θ方向有一远区目标,则到达接收点的目标所反射的电波近似为平面波。由于两天线间距为d,故它们所收到的信号由于存在波程差ΔR而产生一相位差φ,由图7.1知(7.2.1)其中λ为雷达波长。如用相位计进行比相,测出其相位差φ,就可以确定目标方向θ。图7.1相位法测角方框图由于在较低频率上容易实现比相,故通常将两天线收到的高频信号经与同一本振信号差频后,在中频进行比相。设两高频信号为u1=U1cos(ωt-φ)u2=U2cos(ωt)本振信号为uL=ULcos(ωLt+φL)其中，φ为两信号的相位差；φL为本振信号初相。u1和uL差频得uI1=UI1cos［(ω-ωL)t-φ-φL］u2与uL差频得uI2=UI2cos［(ω-ωL)t-φL］可见，两中频信号uI1与uI2之间的相位差仍为φ。图7.2所示为一个相位法测角的方框图。接收信号经过混频、放大后再加到相位比较器中进行比相。其中自动增益控制电路用来保证中频信号幅度稳定,以免幅度变化引起测角误差。图7.2相位法测角方框图图7.3二极管相位检波器电路及矢量图(a)电路;(b)U2>>U1;(c)U2=1/2U1为讨论方便,设变压器的变压比为1∶1,电压正方向如图7.3(a)所示,相位比较器输出端应能得到与相位差φ成比例的响应。为此目的,当相位差为φ的两高频信号加到相位检波器之前,其中之一要预先移相90°。因此相位检波器两输入信号为u1=U1cos(ωt-φ)u2=U2=cos(ωt-90°)U1、U2为u1、u2的振幅,通常应保持为常值。现在u1在相位上超前u2的数值为(90°-φ)。由图7.3(a)知：当选取U2>>U1时,由矢量图7.3(b)可知故相位检波器输出电压为其中Kd为检波系数。由式(7.2.2)可画出相位检波器的输出特性曲线,如图7.4(a)所示。测出Uo,便可求出φ。显然,这种电路的单值测量范围是-π/2~π/2。当φ＜30°,Uo≈KdU1φ,输出电压Uo与φ近似为线性关系。当选取1/2U1=U2时,由矢量图7.3(c)可求得:则输出输出特性如图7.4(b)所示,φ与Uo有良好的线性关系,但单值测量范围仍为-π/2~π/2。为了将单值测量范围扩大到2π,电路上还需采取附加措施。图7.4相位检波器输出特性(a)U2>>U1;(b)U2=1/2U12.测角误差与多值性问题相位差φ值测量不准,将产生测角误差,它们之间的关系如下［将式(7.2.1)两边取微分］:(7.2.3)由式(7.2.3)看出,采用读数精度高(dφ小)的相位计,或减小λ/d值(增大d/λ值),均可提高测角精度。也注意到：当θ=0时,即目标处在天线法线方向时,测角误差dθ最小。当θ增大,dθ也增大,为保证一定的测角精度,θ的范围有一定的限制。增大d/λ虽然可提高测角精度,但由式(7.2.1)可知,在感兴趣的θ范围(测角范围)内,当d/λ加大到一定程序时,φ值可能超过2π,此时φ=2πN+ψ,其中N为整数;ψ＜2π,而相位计实际读数为ψ值。由于N值未知,因而真实的φ值不能确定,就出现多值性(模糊)问题。必须解决多值性问题,即只有判定N值才能确定目标方向。比较有效的办法是利用三天线测角设备,间距大的1、3天线用来得到高精度测量,而间距小的1、2天线用来解决多值性,如图7.5所示。图7.5三天线相位法测角原理示意图设目标在θ方向。天线1、2之间的距离为d12,天线1、3之间的距离为d13,适当选择d12,使天线1、2收到的信号之间的相位差在测角范围内均满足:(7.2.4)φ12由相位计1读出。根据要求,选择较大的d13,则天线1、3收到的信号的相位差为φ13由相位计2读出,但实际读数是小于2π的ψ。为了确定N值,可利用如下关系:(7.2.5)根据相位计1的读数φ12可算出φ13,但φ12包含有相位计的读数误差,由式(7.2.5)标出的φ13具有的误差为相位计误差的d13/d12倍,它只是式(7.2.4)的近似值,只要φ12的读数误差值不大,就可用它确定N,即把(d13/d12)φ12除以2π,所得商的整数部分就是N值。然后由式(7.2.4)算出φ13并确定θ。由于d13/λ值较大,保证了所要求的测角精度。7.2.2振幅法测角1.最大信号法当天线波束作圆周扫描或在一定扇形范围内作匀角速扫描时,对收发共用天线的单基地脉冲雷达而言,接收机输出的脉冲串幅度值被天线双程方向图函数所调制。找出脉冲串的最大值(中心值),确定该时刻波束轴线指向即为目标所在方向,如图7.6(b)的①所示。如天线转动角速度为ωar/min,脉冲雷达重复频率为fr,则两脉冲间的天线转角为这样,天线轴线(最大值)扫过目标方向(θt)时,不一定有回波脉冲,就是说,Δθs将产生相应的“量化”测角误差。在人工录取的雷达里,操纵员在显示器画面上看到回波最大值的同时,读出目标的角度数据。采用平面位置显示(PPI)二度空间显示器时,扫描线与波束同步转动,根据回波标志中心(相当于最大值)相应的扫描线位置,借助显示器上的机械角刻度或电子角刻度读出目标的角坐标。在自动录取的雷达中,可以采用以下办法读出回波信号最大值的方向:一般情况下,天线方向图是对称的,因此回波脉冲串的中心位置就是其最大值的方向。测读时可先将回波脉冲串进行二进制量化,其振幅超过门限时取“1”,否则取“0”,如果测量时没有噪声和其它干扰,就可根据出现“1”和消失“1”的时刻,方便且精确地找出回波脉冲串“开始”和“结束”时的角度,两者的中间值就是目标的方向。通常,回波信号中总是混杂着噪声和干扰,为减弱噪声的影响,脉冲串在二进制量化前先进行积累,如图7.6(b)中②的实线所示,积累后的输出将产生一个固定迟延(可用补偿解决),但可提高测角精度。最大信号法测角也可采用闭环的角度波门跟踪进行,如图7.6(b)中的③、④所示,它的基本原理和距离门做距离跟踪相同。用角波门技术作角度测量时的精度(受噪声影响)为(7.2.6a)式中,E/N0为脉冲串能量和噪声谱密度之比,Kp为误差响应曲线的斜率(图7.6(b)的⑤),θB为天线波束宽度,Lp为波束形状损失,(S/N)m是中心脉冲的信噪比;n=t0fr,为单程半功率点波束宽度内的脉冲数。在最佳积分处理条件下可得到,则得(7.2.6b)最大信号法测角的优点一是简单;二是用天线方向图的最大值方向测角,此时回波最强,故信噪比最大,对检测发现目标是有利的。其主要缺点是直接测量时测量精度不很高,约为波束半功率宽度(θ0.5)的20%左右。因为方向图最大值附近比较平坦,最强点不易判别,测量方法改进后可提高精度。另一缺点是不能判别目标偏离波束轴线的方向,故不能用于自动测角。最大信号法测角广泛应用于搜索、引导雷达中。图7.6最大信号法测角(a)波束扫描;(b)波型图图7.6最大信号法测角(a)波束扫描;(b)波型图2.等信号法等信号法测角采用两个相同且彼此部分重叠的波束,其方向图如图7.7(a)所示。如果目标处在两波束的交叠轴OA方向,则由两波束收到的信号强度相等,否则一个波束收到的信号强度高于另一个(如图7.7(b)所示)。故常常称OA为等信号轴。当两个波束收到的回波信号相等时,等信号轴所指方向即为目标方向。如果目标处在OB方向,波束2的回波比波束1的强,处在OC方向时,波束2的回波较波束1的弱,因此，比较两个波束回波的强弱就可以判断目标偏离等信号轴的方向并可用查表的办法估计出偏离等信号轴的大小。图7.7等信号法测角(a)波束;(b)K型显式器画面设天线电压方向性函数为F(θ),等信号轴OA的指向为θ0,则波束1、2的方向性函数可分别写成:F1(θ)=F(θ1)=F(θ+θk-θ0)F2(θ)=F(θ2)=F(θ-θ0-θk)θk为θ0与波束最大值方向的偏角。用等信号法测量时,波束1接收到的回波信号u1=KF1(θ)=KF(θk-θt),波束2收到的回波电压值u2=KF2(θ)=KF(-θk-θt)=KF(θk+θt),式中θt为目标方向偏离等信号轴θ0的角度。对u1和u2信号进行处理,可以获得目标方向θt的信息。(1)比幅法:求两信号幅度的比值根据比值的大小可以判断目标偏离θ0的方向,查找预先制定的 表格 关于规范使用各类表格的通知入职表格免费下载关于主播时间做一个表格详细英语字母大小写表格下载简历表格模板下载 就可估计出目标偏离θ0的数值。(2)和差法:由u1及u2可求得其差值Δ(θt)及和值Σ(θt),即Δ(θ)=u1(θ)-u2(θ)=K［F(θk-θt)-F(θk+θt)］在等信号轴θ=θ0附近,差值Δ(θ)可近似表达为而和信号Σ(θt)=u1(θ)+u2(θ)=K［F(θk-θt)+F(θk+θt)］在θ0附近可近似表示为Σ(θt)≈2F(θ0)k即可求得其和、差波束Σ(θ)与Δ(θ),如图7.8所示。归一化的和差值(7.2.7)因为Δ/Σ正比于目标偏离θ0的角度θt,故可用它来判读角度θt的大小及方向。等信号法中,两个波束可以同时存在,若用两套相同的接收系统同时工作,则称同时波瓣法;两波束也可以交替出现,或只要其中一个波束,使它绕OA轴旋转,波束便按时间顺序在1、2位置交替出现,只要用一套接收系统工作,则称顺序波瓣法。图7.8和差法测角等信号法的主要优点是:(1)测角精度比最大信号法高,因为等信号轴附近方向图斜率较大,目标略微偏离等信号轴时,两信号强度变化较显著。由理论分析可知,对收发共用天线的雷达,精度约为波束半功率宽度的2%,比最大信号法高约一个量级。(2)根据两个波束收到的信号的强弱可判别目标偏离等信号轴的方向,便于自动测角。等信号法的主要缺点：一是测角系统较复杂;二是等信号轴方向不是方向图的最大值方向,故在发射功率相同的条件下,作用距离比最大信号法小些。若两波束交点选择在最大值的0.7~0.8处,则对收发共用天线的雷达,作用距离比最大信号法减小约20%~30%。等信号法常用来进行自动测角,即应用于跟踪雷达中。7.3天线波束的扫描方法7.3.1波束形状和扫描方法1.扇形波束扇形波束的水平面和垂直面内的波束宽度有较大差别,主要扫描方式是圆周扫描和扇扫。圆周扫描时,波束在水平面内作360°圆周运动(图7.9),可观察雷达周围目标并测定其距离和方位角坐标。所用波束通常在水平面内很窄,故方位角有较高的测角精度和分辨力。垂直面内很宽,以保证同时监视较大的仰角空域。地面搜索型雷达垂直面内的波束形状通常做成余割平方形,这样功率利用比较合理,使同一高度不同距离目标的回波强度基本相同。图7.9扇形波束圆周扫描(a)地面雷达;(b)机载雷达由雷达方程知，回波功率为式中，G为天线增益;R为斜距;K1为雷达方程中其它参数决定的常数。若目标高度为H,仰角为β,忽略地面曲率,则R=H/sinβ=Hcscβ,代入上式得若目标高度一定,要保持Pr不变,则要求G/csc2β=K(常数),故即天线增益G(β)为余割平方形。当对某一区域需要特别仔细观察时,波束可在所需方位角范围内往返运动,即做扇形扫描。专门用于测高的雷达,采用波束宽度在垂直面内很窄而水平面内很宽的扇形波束,故仰角有较高的测角精度和分辨力。雷达工作时,波束可在水平面内作缓慢圆周运动,同时在一定的仰角范围内做快速扇扫(点头式)。2.针状波束针状态束的水平面和垂直面波束宽度都很窄。采用针状波束可同时测量目标的距离、方位和仰角,且方位和仰角两者的分辨力和测角精度都较高。主要缺点是因波束窄,扫完一定空域所需的时间较长,即雷达的搜索能力较差。根据雷达的不同用途,针状波束的扫描方式很多,图7.10所示为其中几个例子。图(a)为螺旋扫描,在方位上圆周快扫描,同时仰角上缓慢上升,到顶点后迅速降到起点并重新开始扫描;图(b)为分行扫描,方位上快扫,仰角上慢扫;图(c)为锯齿扫描,仰角上快扫而方位上缓慢移动。图7.10针状波束扫描方式(a)螺旋扫描;(b)分行扫描;(c)锯齿扫描7.3.2天线波束的扫描方法1.机械性扫描利用整个天线系统或其某一部分的机械运动来实现波束扫描的称为机械性扫描。如环视雷达、跟踪雷达，通常采用整个天线系统转动的方法。而图7.11是馈源不动,反射体相对于馈源往复运动实现波束扇扫的一个例子。不难看出,波束偏转的角度为反射体旋转角度的两倍。图7.12为风琴管式馈源,由一个输入喇叭和一排等长波导组成,波导输出口按直线排列,作为抛物面反射体的一排辐射源。当输入喇叭转动依次激励各波导时,这排波导的输出口也依次以不同的角度照射反射体,形成波束扫描。这等效于反射体不动,馈源左右摆动实现波束扇扫。图7.11馈源不动反射体动的机械性扫描图7.12风琴管式扫描器示意图机械性扫描的优点是简单。其主要缺点是机械运动惯性大,扫描速度不高。近年来快速目标、洲际导弹、人造卫星等的出现,要求雷达采用高增益极窄波束,因此天线口径面往往做得非常庞大,再加上常要求波束扫描的速度很高,用机械办法实现波束扫描无法满足要求,必须采用电扫描。2.电扫描电扫描时,天线反射体,馈源等不必作机械运动。因无机械惯性限制,扫描速度可大大提高,波束控制迅速灵便,故这种方法特别适用于要求波束快速扫描及巨型天线的雷达中。电扫描的主要缺点是扫描过程中波束宽度将展宽,因而天线增益也要减小,所以扫描的角度范围有一定限制。另外，天线系统一般比较复杂。根据实现时所用基本技术的差别,电扫描又可分为相位扫描法、频率扫描法、时间延迟法等。7.3.3相位扫描法1.基本原理图7.13所示为由N个阵元组成的一维直线移相器天线阵,阵元间距为d。为简化分析,先假定每个阵元为无方向性的点辐射源,所有阵元的馈线输入端为等幅同相馈电,各移相器的相移量分别为0,φ,2φ,…,(N-1)φ(如图7.13所示),即相邻阵元激励电流之间的相位差为φ。图7.13N元直线移相器天线 现在考虑偏离法线θ方向远区某点的场强,它应为各阵元在该点的辐射场的矢量和因等幅馈电,且忽略各阵元到该点距离上的微小差别对振幅的影响,可认为各阵元在该点辐射场的振辐相等,用E表示。若以零号阵元辐射场E0的相位为基准,则(7.3.1)式中,，为由于波程差引起的相邻阵元辐射场的相位差;φ为相邻阵元激励电流相位差;kψ为由波程差引起的Ek对E0的相位引前;kφ为由激励电流相位差引起的Ek对E0的相位迟后。任一阵元辐射场与前一阵元辐射场之间的相位差为ψ-φ。按等比级数求和并运用尤拉公式,式(7.3.1)化简为由式(7.3.1)容易看出,当φ=ψ时,各分量同相相加,场强幅值最大,显然故归一化方向性函数为φ=0时,也就是各阵元等幅同相馈电时,由上式可知,当θ=0,F(θ)=1,即方向图最大值在阵列法线方向。若φ≠0,则方向图最大值方向(波束指向)就要偏移,偏移角θ0由移相器的相移量φ决定,其关系式为:θ=θ0时,应有F(θ0)=1,由式(7.3.2)可知应满足(7.3.3)式(7.3.3)表明,在θ0方向,各阵元的辐射场之间,由于波程差引起的相位差正好与移相器引入的相位差相抵消,导致各分量同相相加获最大值。显然,改变φ值,为满足式(7.3.3),就可改变波束指向角θ0,从而形成波束扫描。也可以用图7.14来解释,可以看出,图中MM′线上各点电磁波的相位是相同的,称同相波前。方向图最大值方向与同相波前垂直(该方向上各辐射分量同相相加),故控制移相器的相移量,改变φ值,同相波前倾斜,从而改变波束指向,达到波束扫描的目的。根据天线收发互易原理,上述天线用作接收时,以上结论仍然成立。图7.14一维相扫天线简图2.栅瓣问题现在将φ与波束指向θ0之间的关系式φ=(2π/λ)dsinθ0代入式(7.3.2)，得(7.3.4)可以看出,当(πNd/λ)(sinθ-sinθ0)=0,±π,±2π,…,±nπ(n为整数)时,分子为零,若分母不为零,则有F(θ)=0。而当(πd/λ)(sinθ-sinθ0)=0,±π,±2π,…,±nπ(n为整数)时,上式分子、分母同为零,由洛比达法则得F(θ)=1,由此可知F(θ)为多瓣状,如图7.15所示。其中，(πd/λ)×(sinθ-sinθ0)=0,即θ=θ0时的称为主瓣,其余称为栅瓣。出现栅瓣将会产生测角多值性。由图7.15看出,为避免出现栅瓣,只要保证即则可,因｜sinθ-sinθ0｜≤1+｜sinθ0｜,故不出现栅瓣的条件可取为当波长λ取定以后,只要调整阵元间距d以满足上式,便不会出现栅瓣。如要在-90°＜θ0＜+90°范围内扫描时,则d/λ＜1/2,但通过下面的讨论可看出,当θ0增大时,波束宽度也要增大,故波束扫描范围不宜取得过大,一般取|θ0|≤60°或|θ0|≤45°,此时分别是d/λ＜0.53或d/λ＜0.59。为避免出现栅瓣，通常选d/λ≤1/2。图7.15方向图出现栅瓣3.波束宽度1)波束指向为天线阵面法线方向时的宽度这时,θ0=0,即φ=0,为各阵元等幅同相馈电情况。由式(7.3.2)或式(7.3.1)可得方向性函数为通常波束很窄,｜θ｜较小,sin［πd/λ)sinθ］≈(πd/λ)sinθ,上式变为(7.3.5)近似为辛克(Sinc)函数,由此可求出波束半功率宽度为(7.3.6)其中Nd为线阵长度。当d=λ/2时(7.3.7)顺便指出,在d=λ/2的条件下,若要求θ0.5=1°,则所需阵元数N=100。如果要求水平和垂直面内的波束宽度都为1°,则需100×100个阵元。2)波束扫描对波束宽度和天线增益的影响扫描时,波束偏离法线方向,θ0≠0,方向性函数由式(7.3.4)表示。波束较窄时,｜θ-θ0｜较小,sin［(πd/λ)(sinθ-sinθ0)］≈(πd/λ)(sinθ-sinθ0),式(7.3.4)可近似为是辛克函数。设在波束半功率点上θ的值为θ+和θ-(见图7.16),由辛克函数曲线,当时,可查出x=±0.443π,故知当θ=θ+时应有(7.3.8)容易证明sinθ+-sinθ0=sin(θ+-θ0)cosθ0-［1-cos(θ+-θ0)］sinθ0波束很窄时,θ+-θ0很小,上式第二项忽略,可简化为sinθ+-sinθ0≈(θ+-θ0)cosθ0代入式(7.3.8),整理得扫描时的波束宽度θ0.5s为(7.3.9)其中，θ0.5为波束在法线方向时的半功率宽度;λ为波长。上式也可从概念上定性地得出,因为波束总是指向同相馈电阵列天线的法线方向,将图7.16中的同相波前MM′看成同相馈电的直线阵列,但有效长度为Ndcosθ0,代入式(7.3.6)便得式(7.3.9)。图7.16扫描时的波束宽度从式(7.3.9)可看出,波束扫描时,随着波束指向θ0的增大,θ0.5s要展宽,θ0越大,波束变得愈宽。例如θ0=60°,θ0.5s≈2θ0.5。随着θ0增大，波束展宽，会使天线增益下降。我们用阵元总数为N0的方天线阵来说明。假定天线口径面积为A,无损耗,口径场均匀分布(即口面利用系数等于1),阵元间距为d,则有效口径面积A=N0d2,法线方向天线增益为(7.3.10)当d=λ/2时,G(0)=N0π。如果波束扫到θ0方向,则天线发射或接收能量的有效口径面积As为面积A在扫描等相位面上的投影,即As=Acosθ0=Nod2cosθ0。如果将天线考虑为匹配接收天线,则扫描波束所收集的能量总和正比于天线口径的投影面积As,所以波束指向处的天线增益为当d=λ/2时,G(θ0)=N0πcosθ0。可见增益随θ0增大而减小。如果在方位和仰角两个方向同时扫描,以θ0α和θ0β表示波束在方位和仰角方向对法线的偏离,则当θ0α=θ0β=60°时,G(θ0α,θ0β)=N0π/4,只有法线方向增益的1/4。总之,在波束扫描时,由于在θ0方向等效天线口径面尺寸等于天线口径面在等相面上的投影(即乘以cosθ0),与法线方向相比,尺寸减小,波束加宽,因而天线增益下降,且随着θ0的增大而加剧。所以波束扫描的角范围通常限制在±60°或±45°之内。若要覆盖半球,至少要三个面天线阵。必须指出,前面讨论方向性函数时,都是假定每个阵元是无方向性的,当考虑单个阵元的方向性时,总的方向性函数应为上述结果与阵元方向性函数之积。设阵元方向性函数为Fe(θ),阵列方向性函数为F(θ)［式7.3.4］,则N阵元线性阵总的方向性函数FN(θ)为:FN(θ)=Fe(θ)·F(θ)。当阵元的方向性较差时,在波束扫描范围不大的情况下,对总方向性函数的影响较小,故上述波束宽度和天线增益的公式仍可近似应用。另外，等间距和等幅馈电的阵列天线副瓣较大(第一副瓣电平为-13dB),为了降低副瓣,可以采用“加权”的办法。一种是振幅加权,使得馈给中间阵元的功率大些,馈给周围阵元的功率小些。另一种叫密度加权,即天线阵中心处阵元的数目多些,周围的阵元数少些。4.相扫天线的带宽相扫天线的工作频带取决于馈源设计和天线阵的扫描角度。这里着重研究阵面带宽。相扫天线扫描角θ0时,同相波前距天线相邻阵元的距离不同而产生波程差dsinθ0(见图7.12),如果用改变相邻阵元间时间迟延值的办法获得倾斜波前,则雷达工作频率改变时不会影响电扫描性能。但相扫天线阵中所需倾斜波前是靠波程差对应的相位差ψ=(2π/λ)dsinθ获得的,相位调整是以2π的模而变化的,它对应于一个振荡周期的值,而且随着工作频率改变，波束的指向也会发生变化,这就限制了天线阵的带宽。当工作频率为f,波束指向为θ0时,位于离阵参考点第n个阵元的移相量ψ为如工作频率变化δf,而移相量ψ不变,则波束指向将变化δθ,δθ满足以下关系式:频率增加时，δθ为负值,表明此时波束指向朝法线方向偏移。扫描角θ0增大,δθ亦增加。用百分比带宽Ba(%)=2(δf/f)×100表示式(7.3.11)时,(7.3.12)波束扫描随频率变化所允许的增量和波束宽度有关。扫描时的波束宽度θB(s)=θB/cosθ0,θB为法线方向波束宽度。将式(7.3.12)变换为(7.3.13)上式中带宽因子k=Ba(%)/θB(°)。如果允许|δθ/θB(s)|≤1/4,则由式(7.3.13)可求得当扫描角θ0增大时,允许的带宽变小。如θ0=60°,则得此时k=1,即百分比带宽Ba(%)=θB(°)上面分析了单频工作时(相当于连续波)指向与频率变化的关系。然而大多数雷达工作于脉冲状态,其辐射信号占有一个频带,当天线扫描偏离法线方向时,频谱中的每一分量分别扫向一个有微小偏差的方向,已经有人分析研究了此时各频率分量在远场区的合成情况。很明显，在脉冲工作时，天线增益将低于单频工作时的最大增益,如果允许辐射到目标上的能量可以减少0.8dB,则当波束扫描角θ0=60°时可得到Ba(%)=2θB(个脉冲)天线阵面孔径增大时,波束θB减小,则允许的带宽Ba(%)也相应减小。相扫天线的带宽也可从时域上用孔径充填时间或等效脉冲宽度来表示。当天线扫描角为θ0时,由于存在波程差,将能量充填整个孔径面所需时间为D为天线孔径尺寸,c为光速。能有效通过天线系统的脉冲度τ应满足τ≥T其对应的频带为B=1/τ。将孔径尺寸D与波束宽度θB的关系引入,且知道百分比带宽Ba(%)为:B/f×100=Ba(%),则可得到,当取最小可用脉宽即τ=T时,扫描角θ0越大,Ba(%)越小。当90°扫描时可得Ba(%)=2θB(°)当脉宽等于孔径充填时间时,将产生0.8dB的损失,脉宽增加则损失减少。为了在空间获得一个不随频率变化的稳定扫描波束,就需要用迟延线而不是移相器来实现波束扫描,在每一阵元上均用时间迟延网络是不实用的,因为它很耗费且损耗及误差较大。一种明显改善带宽的办法是用子阵技术(如图7.17所示)，即数个阵元组合为子阵而在子阵之间加入时间迟延单元,天线可视为由子阵组成的阵面；子阵的方向图形成“阵元”因子,它们用移相器控制扫描到指定方向,每个子阵均工作于同一模式,当频率改变时其波束将有偏移,子阵间的扫描是调节与频率无关的迟延元件。图7.17用子阵和时间迟延的相扫阵列图7.18频率变化时子阵相控阵的方向图5.相扫天线馈电方式1)光学馈电系统光学馈电有时又叫空间馈电,分反射镜式和透镜式,如图7.19所示。图7.19光学馈电系统(a)透镜系统;(b)反射镜系统由馈源送出的电波照射到反射面或透镜孔面时,由各辐射元接收,经反射或透射,再由各辐射元辐射出去,只要孔面上辐射元足够多,就可在空间形成窄波束。以适当的规律改变反射镜中或透镜中各移相器的相对相移量,就可实现波束扫描。其中反射镜式只有一个阵列面,各辐射元先接收电波,经移相器移相后,传输到末端(短路端)全反射,再移相后,由同一辐射元辐射出去。由于馈源辐射的为球面波,使平面的透镜或反射镜阵列面的激励相位因存在路径差(球面径差)而引起附加差异,造成扫描角误差。这可以在结构上或计算机配相时加以修正。例如使旁边移相器的相移量小于中间移相器的相移量,以抵消球面径差引起的附加相位迟后。利用光学馈电时,雷达本身结构大体保持不变。例如，从收发设备到天线馈源可不必改动，只要做一个移相器天线阵列面即可,因此做起来比较简单。2)强制馈电系统又称为传输线馈电,这是因为在这种馈电系统中，功率源到阵列元之间采用了一定数量的微波耦合元件和传输线。它可分为串联馈电和关联馈电。(1)串联馈电(如图7.20所示)。高频信号以行波方式沿主馈线传输,经定向耦合器依次给阵元馈电,调节耦合度,就可调节加到各阵元的功率的大小,实现振幅加权，降低副瓣。移相器可以放在各分支内或串在主馈线内,后者在波束控制时各移相器的相移量相同,但要求移相器能承受大功率,且插入损耗小。图7.20串联馈电示意图(a)端馈电;(b)中心馈电(2)并联馈电(如图7.21所示)。它把整个阵列分成许多子阵列,每个子阵列传输通道电长度相同,发射功率以多级均分的方式馈给每个阵元,因而每个移相器承受功率都不大。适当组合子阵列,并调整它们的相位和电流振幅,可得到良好的方向图和扫描特性。图7.21并联馈电示意图3)有源阵相阵天线的每一个阵元上均连接收发固态组件,组件中的功率源供给阵元所需的辐射功率,从而使每一个阵元都是有源的。发射功率的合成是由分布在天线阵面上多个功率源的辐射功率在空间完成的,这就要求各阵元功率源的高频辐射信号间有严格的相位关系,并能根据天线方向性函数的要求来控制阵面的相位和振幅分布。图7.22收发组件原理框图有源阵中所用固态组件的功率源是低功率的,雷达所需的高功率是用多个阵元辐射功率在空间合成得到的。通常用的无源阵是用大功率发射机经馈电系统将功率分配到各辐射阵元,无源阵与有源阵相比，无源阵具有下列优点:(1)由于功率源直接联在阵元后面,故馈源和移相器的损耗不影响雷达性能;接收机的噪声系数是由T/R组件中的低噪声放大器决定的。(2)由于阵元辐射低功率,故所用馈源和移相器都是低功率容量,可以做得更轻便和便宜。(3)用大量低功率固态源取代易损坏的高电压、大功率发射机,提高了系统的可靠性。(4)固态阵和数字波束形成技术及阵列信号处理相结合后在改善天线性能方面具有很大潜力。6.移相器1)PIN二极管移相器这种移相器以PIN二极管为控制元件,它利用了PIN管在正偏和反偏时的两种不同状态,外接调谐元件LT和CT,构成理想的射频开关,如图7.23为其一例。正偏压时,CT与引线电感Ls发生串联谐振,使射频短路;反偏时,Ci和CT一起与LT发生并联谐振而呈现很大的阻抗。这时可把PIN管看作一个单刀单掷开关。用两只互补偏置的PIN管可构成单刀双掷射频开关。利用PIN管在正偏和反偏状态具有不同的阻抗或其开关特性，可构成多种形式的移相器。图7.23PIN二极管开关电路图7.24开关线型移相器(a)换接线型;(b)环行器型图7.24画出了两种开关线型移相器,其中环行器用来提供匹配的输入和输出。开关在不同位置时,有一个传输路径差Δl,从而得到一个差相移Δφ=2πΔl/λg。这种移相器较简单,但带宽较窄。也可以利用PIN管正反向偏置时不同的阻抗值做成加载线移相器,或将PIN管与定向耦合器结合构成移相器,它们都有较大的工作带宽。PIN管移相器的优点是体积小，重量轻,便于安装在集成固体微波电路中,开关时间短(50ns~2μs),性能几乎不受温度的影响,激励功率小(1.0~2.5W),目前能承受峰值功率约为10kW,平均功率约200W,所以是有前途的器件。缺点是频带较窄和插入损耗大。2)铁氧体移相器其基本原理是利用外加直流磁场改变波导内铁氧体的导磁系数,因而改变电磁波的相速,得到不同的相移量。图7.25所示为常用的一种铁氧体移相器,在矩形波导宽边中央有一条截面为环形的铁氧体环,环中央穿有一根磁化导线。根据铁氧体的磁滞特性(见图7.25(a)),当磁化导线中通过足够大的脉冲电流时,所产生的外加磁场也足够强(它与磁化电流强度成正比),铁氧体磁化达到饱和,脉冲结束后,铁氧体内便会有一个剩磁感应(其强度为Br)。当所加脉冲极性改变时,剩磁感应的方向也相应改变(其强度为-Br)。这两个方向不同的剩磁感应对波导内传输的TE10波来说，对应两个不同的导磁系数,也就是两种不同极性的脉冲在该段铁氧体内对应有两个不同的相移量,这对二进制数控很有利。铁氧体产生的总的相移量为这两个相移量之差(称差相移)。只要铁氧体环在每次磁化时都达到饱和,其剩磁感应大小就保持不变,这样，差相移的值便取决于铁氧体环的长度。图7.25铁氧体移相器(a)铁氧体磁滞回线;(b)相移器结构这种移相器的特点是:铁氧体环的两个不同数值的导磁系数分别由两个方向相反的剩磁感应来维持,磁化导线中不必加维持电流,因此所需激励功率比其它铁氧体移相器小。铁氧体移相器的主要优点是：承受功率较高，插入损耗较小，带宽较宽。其缺点是：所需激励功率比PIN管移相器大，开关时间比PIN管移相器长，较笨重。3)数字式移相器为了便于波束控制,通常采用数字式移相器。如果要构成n位数字移相器,可用n个相移数值不同的移相器(PIN管的或铁氧体的)作为子移相器串联而成。每个子移相器应有相移和不相移两个状态,且前一个的相移量应为后一个的两倍。处在最小位的子相移器的相移量为Δφ=360°/2n,故n位数字移相器可得到2n个不同相移值。例如四位数字移相器,最小位的相移量为Δφ=360°/24=22.5°,故可由相移值分别为22.5°,45°,90°,180°的四个子相移器串联而成,如图7.26所示，每个子移相器受二进制数字信号中的一位控制,其中“0”对应该子移相器不移相,“1”对应移相。例如，控制信号为1010,则四位数字移相器产生的相移量为φ=1×180°+0×90°+1×45°+0×22.5°=225°四位数字移相器可从0°到337.5°，每隔22.5°取一个值,可取24=16个值。图7.27为四位铁氧体数字移相器的原理图。图7.26四位数字移相器示意图图7.27铁氧体数字移相器示意图数字移相器的移相量不是连续可变的,其结果将引起天线阵面激励的量化误差,从而使天线增益降低,均方副瓣电平增加,并产生寄生副瓣,同时还使天线主瓣的指向发生偏移。设数字移相器为B位,则量化相位误差δ在±π/2B范围内均匀分布,误差方差值为δ2=π2/3(22B),由此引起天线增益下降为(7.3.14)B=2时,增益损失1dB;B=4时,增益损失0.06dB,故选择B=3~4时,天线增益的损失均可容忍。由相移量化误差引起的均方副瓣电平增加可表示为(7.3.15)此处N为天线阵的阵元数;B=3时,副瓣较主瓣低47dB;B=4时,则副瓣低于主瓣53dB,对一般应用是可以接受的。但由于实际的相移量化误差分布不是随机的而具有周期性,因而会产生寄生的量化副瓣。在周期性三角形分布条件下，其峰值为1/22B,此值较大而需设法降低,一种办法就是破坏其周期性规律。相移量化所产生的最大指向误差Δθ为(7.3.16)式中，θB为波束宽度。例如B=4时,Δθ/θB=0.049为可能产生的最大指向误差。7.3.4频率扫描如图7.28所示,如果相邻阵元间的传输线长度为l,传输线内波长为λg,则相邻阵元间存在一激励相位差(7.3.17)改变输入信号频率f,则λg改变,Φ也随之改变,故可实现波束扫描。这种方法称为频率扫描法。这里用具有一定长度的传输线代替了相扫法串联馈电中插入主馈线内的移相器,因此插入损耗小,传输功率大,同时只要改变输入信号的频率就可以实现波束扫描,方法比较简便。图7.28频扫直线阵列通常l应取得足够长,这对提高波束指向的频率灵敏度有好处(下面说明),所以Φ值一般大于2π,式(7.3.17)可改写成(7.3.18)式中，m为整数；｜φ｜＜2π。当θ0=0,即波束指向法线方向时,设λg=λg0(相应的输入信号频率为f0),此时所有阵元同相馈电,上式中，φ=0,由此可以确定(7.3.19)若θ0≠0,即波束偏离法线方向,则当θ=θ0时,相邻阵元之间由波程差引起的相位差正好与传输线引入的相位差相抵消,故有得(7.3.20)式中，d为相邻阵元间距；λ为自由空间波长(相应输入端信号频率为f)。已知λ(或f),并算出λg,由式(7.3.20)可确定波束指向角θ0。λg根据传输线的特性及工作波长而定。图7.29给出了阵元间距d=λ0/2时波束指向角θ0与频率的关系曲线。λ0为波束指向法线方向时的自由空间波长,称为法线波束波长,相应的信号频率为f0。图中横坐标为相对频移Δf/f0,Δf=f-f0,f为波束指向θ0方向时的信号频率。虚线所示为f＜f0时的关系曲线。波束指向角θ0对频率f的变化率叫波束指向的频率灵敏度。由图看出,m愈大,即l愈长(λg0一定),频率灵敏度就愈高,也就是用较小的频偏量Δf,可以获得较大的波束扫描范围。另外，可以看到f＜f0时的频率灵敏度高于f＞f0,故在m和｜Δf｜相同的情况下,波束扫描范围相对法线方向是不对称的,一边范围大,而另一边范围小。图7.29指向角θ0与相对频移Δf/f0关系曲线(a)矩形波导;(b)同轴线在频扫雷达中,所用脉冲宽度不能太窄,因为信号从图7.28所示的蛇形传输线的始端传输到末端需要一定时间,只有当脉冲宽度大于该传输时间时,才能保证所有阵元同时辐射。如果脉冲太窄,势必有一部分阵元因信号还未传输到或已通过而不能同时辐射能量,引起波束形状失真。由于频扫雷达中波束指向角θ0与信号源频率一一对应,也就是依据频率来确定目标的角坐标,因而雷达信号源的频率应具有很高的稳定度和准确度,以保证满足测角精度的要求。温度变化导致波导热胀冷缩,使l、d、α发生变化,从而改变波束指向,引起测角误差。为了消除温度误差,可把频扫天线置于一恒温的天线罩内或采用线膨胀系数小的金属材料,或采用其它温度补偿方法。图7.30频扫天线直线阵(a)串联频扫阵列;(b)并联频扫阵列图7.31简单频扫天线(a)宽壁耦合到偶极子辐射器;(b)窄壁与缝隙天线耦合图7.32采用圆柱形反射器的频扫天线图7.33平面阵列天线7.4三坐标雷达7.4.1引言雷达工作时常需要测量目标在空间的三个坐标值:距离、方位角、仰角。通常的监视雷达只能测量距离和方位角这两个坐标。曾经有多种方法来测仰角和高度:工作频率低的早期雷达,地(海)面反射使铅垂面方向图分裂成波瓣形,这时可以利用波瓣形状的规律进行目标仰角估测;V形波束测高是在搜索波束之外再增加一个倾斜45°的倾斜波束,前者用来测量目标的距离和方位,增加的倾斜波束用来测定目标的高度;用一部“点头”式测高雷达配合二坐标的空中监视雷达协同工作,监视雷达发现目标并测得其距离和方位角,同时将目标坐标数据送给测高雷达,该雷达具有窄的仰角波束,并在仰角方向“点头”扫描,可以较准确地测定目标的仰角和高度。这些测量方法的主要缺点是测量过程较复杂、缓慢,可以同时容纳的目标数目较少,有时测量精度较差,因而不能适应空中目标高速度高密度出现时对雷达测量的要求。无论是军用或民用的搜索、导航或空中交通管制雷达,在飞机飞行速度和机动能力日益提高的条件下,都要求它们加大探测空域,快速、精确地测出多批次目标的三个坐标值。20世纪50年代后期开始,为适应这种需要,逐步出现了各类三坐标雷达,它能同时迅速地、精确地测量雷达探测空域内大量目标的三个坐标值。对三坐标雷达的主要要求是能快速提供大空域、多批量目标的三坐标测量数据,同时要有较高的测量精度和分辨力。通常用数据率作为衡量三坐标雷达获得信息速度的一个重要指标；数据率这个指标也反映了雷达各主要参数之间的关系。在三坐标雷达中,为了提高测量方位角和仰角的精度和分辨力,通常都采用针状波束。下面讨论三坐标雷达的数据率D。数据率定义为单位时间内雷达对指定探测空域内任一目标所能提供数据的次数。可以看出，数据率D也等于雷达对指定空域探测一次所需时间(称扫描周期Ts)的倒数,因波束每扫描一次,则对待测空域内的每一目标能够提供一次测量数据。若雷达待测空域立体角为V,波束宽度立体角为θ,雷达重复周期为Tr,重复频率为fr,雷达检测时所必需的回波脉冲数为N,为此，必须保证波束对任一目标照射时间不小于NTr(即波束在某一位置停留的时间不应短于NTr),则雷达波束的扫描周期为(7.4.1)设雷达作用距离为Rmax,则目标回波的最大延迟时间为c为光速。若取Tr=1.2trmax,则波束扫描周期Ts的倒数为雷达的数据率D,故(7.4.2)波束立体角θ和待测空域立体角V可按以下方法计算:球面上的某一块面积除以半径的平方定义为这块面积相对球心所张的立体角。假定雷达波束在两个平面内的宽度相同,设θa=θβ=θb,则波束在以距离R为半径的球面上切出一个圆［见图7.34(a)］,我们把该圆的内接正方形作为波束扫描中的一个基本单元,以保证波束扫描时能覆盖整个空域［见图7.34(b)］。由图可知,正方形的面积为,故波束立体角为。图7.34波束立体角计算同理,若波束宽度θα与θβ不相等,则波束立体角为θ=θαθβ/2。若待测空域的方位范围为α1~α2,仰角范围为β1~β2,则由图7.35可求出待测空域立体角为其中S为待测空域所截的以R为半径的球面面积。图7.35待测空域立体角计算7.4.2三坐标雷达1.单波束三坐标雷达为了同时测定仰角和方位角,雷达天线的针状波束必须在方位角和俯仰角两个平面进行扫描。实现两个平面上的扫描可以采用机械扫描和电扫描相结合,也可以在两维上均用电扫描。通常的三坐标雷达采用在方位角上机械扫描以测定目标的距离和方位角,在方位上机械慢扫的同时在仰角方向波束用电扫描进行快速扫描以测定仰角。如图7.36所示，仰角快扫用频率扫描实现。频扫是较早期三坐标雷达采用的一种快扫方式,仰角频扫系统是顺序波瓣法的一种形式,可以将相邻波瓣的输出振幅用比幅法测角。由于不同波束位置对应的频率各异,这种方法的测角精度较差。图7.36机械扫描与频率扫描混合系统针状波束在仰角的快扫可以采用相位扫描的办法,也就是对阵天线每行阵元馈电输出端的移相器进行电控。这种电扫方法是最灵活且目前用的最多的一种相位扫描方法,它可以灵活地形成和、差波束,采用顺序扫描或随机扫描;波形设计和波束指向可以完全独立。波束扫描也可以采用双平面均为电子扫描的系统,如图7.37所画的示意图。早期采用一维相扫一维频扫,而目前用得更多的则是相位-相位电扫系统,就是相控阵雷达。由于它具有灵活、快速的波束扫描能力,因而可以实现快速改变波束指向和波束的驻留时间,亦即根据需要灵活控制波束在任一指向的数据率。再加上计算机控制、波形产生、信号和数据处理的功能,使相控阵雷达有以下一些具体优点:图7.37双平面电子扫描系统示意图(a)相位-频率电扫描系统;(b)相位-相位电扫描系统(1)搜索时的功率和能量可以在计算机控制下变化而获得最佳分配,这可以用改变不同波束指向时的驻留时间以及发射波形来获得,同时这两个参数的选择还影响消除杂波的能力。(2)搜索和跟踪的功能可以独立地进行,搜索到并确认为目标后,精确的参数估计可在跟踪模式下完成,这时可改变驻留时间和采用最佳波形。跟踪时的数据率可自适应地改变，以适应诸如跟踪启动和目标机动的情况。(3)多功能工作,即搜索的同时可以跟踪多个目标。工作的模式亦是多样的,可灵活变化。2.多波束三坐标雷达所谓多波束三坐标雷达,就是在一个(或两个)平面内同时存在数个相互部分重叠的波束。若每个波束的立体角与单波束三坐标雷达一样为θ,现假定有M个波束,则总的波束立体角为θ2=Mθ。故与单波束三坐标雷达相比,在搜索空域和精度等相同的条件下,数据率提高到原来的M倍是可能的。必须指出,用增加波束的数目来提高数据率D,要相应地增加发射功率,以保证每个波束所探测的空域均有足够的距离覆盖能力,否则,假定M个波束均分发射功率,而总的发射功率仍和单波束雷达一样,则每个波束的回波功率减小至原来的1/M,为了达到同样的检测概率,必须增加脉冲积累数N,其结果是与单波束雷达相比,数据率并没有提高,甚至还可能降低(当积累不理想时)。图7.38偏焦多波束三坐标雷达原理方框图(图中TR为收发开关,R为接收机)图7.38称为偏焦多波束三坐标雷达,天线的馈源为多个喇叭,在抛物面反射体的焦平面上垂直排例,由于各喇叭相继偏离焦点,故在仰角平面上可以形成彼此部分重叠的多个波束。发射时,功率分配器将发射机的输出功率按一定比例分配给多个馈源通道,并同相激励所有馈源喇叭,使在仰角平面上形成一个覆盖多个波束范围的形状近似为余割平方形的合成发射波束。接收时,处在不同仰角上的目标所反射的信号,分别被相应的馈源喇叭所接收,进入各自的接收通道,其输出回波信号代表目标在该仰角波束中的响应。将相邻通道的输出信号进行比较,就可测量目标的仰角;将各通道的输出相加后,即可得到所监视全仰角空域的目标回波。下面具体分析同时波瓣法测量目标仰角的过程。如图7.39所示，目标处于OA方向,与n、n+1仰角波束相交的等信号轴方向偏离Δβ。设接收波束电压方向图函数F(β)可用指数函数表示,相邻波束在半功率点相交。将相邻波束收到的信号电压取对数后相减,即获得差电压值为式中，F0(β)为发射方向性函数；k为比例常数。可计算得到可见，相减输出电压ΔU与Δβ成正比,测出ΔU便知Δβ,最后得目标仰角β0=βn+Δβ,其中βn为第n和n+1个波束的等信号方向。采用这种方法测量目标仰角时,若信噪比为20dB,精度可达θ0.5β的1/10左右。图7.39比较信号法测角原理图(a)原理方框图;(b)波束分布图;(c)比较器输出电压值随仰角变化图7.4.3多波束形成技术1.射频延迟线多波束形成系统图7.40高频延迟线多波束形成系统各阵列元接收到的信号通过水平平行放置的传输波导,再经定向耦合器耦合到倾斜放置的多根相加波导中相加,并分别送到各自的接收通道。相邻阵元的信号到达相加波导相加时,由于存在路径差Δl,两者间将引入一个相位差Δφ(=2π(Δl-nλg)/λg,n为某个整数，λg为波导波长)。这就意味着波束偏在某个方向,只有该方向来的回波信号,其波程差引起的相位差才能与Δφ抵消,使各路信号在相加波导中同相相加,接收机输入信号最大。其波束指向角θ0与Δl的关系为其中，d为相邻阵列元之间的距离；λ为自由空间波长。由图不难求出由于各条相加波导放置的倾斜角β不同,Δl不同,因而各条相加波导所相应的波束指向也就不同。每个接收通道对应一个波束指向,M根β角不同的相加波导及相应多个接收通道就对应着M个波束。2.中频延迟多波束形成系统这也是一种接收多波束形成系统，图7.41为它的示意图,因为经与同一本振信号源混频后各阵元接收的信号之间的相位差保持不变,再通过中频延迟线,也可以在相邻阵元之间引入所需的相位差。每个阵列元接收到的信号经变频和中放后,分别激励一条延迟线,从每条延迟线的适当位置抽取信号相加就可合成波束,依靠选定不同的抽头位置即可形成指向不同的多个波束。图7.41中频延迟多波束形成系统3.用移相法获得多波束的系统图7.42所示为一接收多波束形成系统,此处以三个波束为例。共有三个阵列元。每个阵列元接收到的信号经放大后均分成三路通过三个移相器,然后按一定规律三路一组相加，形成三个波束。三个波束的指向角分别为-θ0,0,θ0,相应于相邻阵元之间引入的相位差-Δφ,0,Δφ。θ0与Δφ的关系为d为相邻阵元的间距。若相位差Δφ不变,则三个波束是固定的,若Δφ可变,则波束在空间可进行扫描。这里的移相器组(波束形成网络)可以放在射频部分,也可以放在中频部分。图7.42用移相法获得多波束4.脉内频扫系统图7.43(a)为频扫多波束形成系统。雷达按一定的重复周期发射一个较宽的脉冲,每个宽脉冲由M个频率各不相同的子脉冲组成［图7.43(b)］,这些子脉冲依次激励频扫天线阵列,在空间相继出现M个指向不同的波束。由于这些波束前后出现相差时间很短,因而近似于M个波束同时照射整个覆盖区域。目标的角信息就包含在回波信号的载频上。也就是说，处在不同方向的目标的回波信号,脉宽(子脉冲宽度)和重复周期相同,但载频不同。根据接收机内中心频率与各子脉冲频率相应的M个信道的输出,可确定目标方向。这里，M个信道对应M个指向不同的波束。图7.43脉内频扫系统(a)方框图;(b)发射脉冲波形示意图这个系统发射的实际上是一种脉内离散调频信号。若改用脉内连续调频信号,也同样适用。这时,每个信道占有一定的频带(与空间每个波束所占频带相应),并通过脉冲压缩处理,得到一个窄脉冲输出。这样不仅有高的角数据率,还具有较高的距离分辨力。脉内频扫系统各信道的信号带宽有一定的限制。例如,假定总的调频带宽为200MHz,各信道所占带宽为20MHz,则每个信道的信号带宽也就限制在20MHz。另外,所有频扫天线有一个共同缺点:不宜采用随机频率捷变技术。脉内频扫技术在现有的三坐标雷达中得到应用。5.数字波束形成系统用数字技术实现波束形成时,称之数字波束形成(DBF)。系统的构成如图7.44所示,首先要将阵列天线中每个阵元收到的信号经过混频、中放和正交相位检波,变为正交视频(零中频)信号I和Q分量,再分别经A/D变换器转变为数字量Is和Qs。从图中可看出,各阵元信号均有独立的接收通道,为了保持各阵元信号之间相对的相位关系,各通道所用的本振信号与中频相参信号的相位应严格相同,各接收通道应保持振幅和相位均衡。图7.44数字波束形成系统组成框图(a)单波束DBF图7.44数字波束形成系统组成框图(b)多波束DBF形成正交信号Is和Qs包含了阵元信号的幅度和相位信息,幅度Us和相位φs分别为波束形成时要对信号的相位进行控制,在数字信号处理时，可以对它进行复加权，以获